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Gebiet der Erfindung
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Die Erfindung betrifft die Füllstandmessung. Insbesondere betrifft die Erfindung ein Füllstandradargerät, ein Verfahren zur Füllstandbestimmung, ein Programmelement und ein computerlesbares Medium.
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Hintergrund
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Der Füllstand von Füllgütern kann auf verschiedene Weise bestimmt werden. Es sind Füllstandmessgeräte bekannt, welche den Füllstand aus der Laufzeit elektromagnetischer Wellen bestimmen, die vom Messgerät ausgesendet und nach Reflexion am Füllgut wieder empfangen werden. Aus der Laufzeit der Wellen lässt sich ein Abstand zwischen dem Messgerät und dem Füllgut und aus diesem wiederum ein Befüllungszustand oder Befüllungsgrad eines mit dem Messgerät ausgestatteten Behälters ermitteln.
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Bei den elektromagnetischen Wellen kann es sich um Hochfrequenzwellen oder Mikrowellen handeln. Sie können vom Messgerät in Richtung Füllgut frei abgestrahlt werden oder, alternativ, von einem Wellenleiter hin- und zurückgeleitet werden.
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Bei der Verwendung von Radar-Füllstandsensoren, die im Folgenden auch als Füllstandradargeräte bezeichnet werden, ist es oft der Fall, dass die Energie oder Leistung zur Versorgung des Sensors durch äußere Umstände begrenzt ist. Begrenzte Energie steht zum einen dann zur Verfügung, wenn der Sensor durch einen Energiespeicher endlicher Kapazität, beispielsweise eine Batterie oder ein Akkumulator, gespeist wird. Sehr oft kommt es zum anderen auch vor, dass ein Radar-Füllstandsensor als sog. Zweileitersensor betrieben wird. Das bedeutet, dass das Messgerät über ein einziges Adernpaar, eine sog. Zweidrahtleitung, sowohl mit Energie versorgt wird als auch den Messwert über dieses Adernpaar an ein externes Gerät signalisiert. Die Signalisierung des Messwerts geschieht dabei beispielsweise über den in der Leitung fließenden Strom, wobei ein Stromfluss zwischen 4 mA und 20 mA ein sehr weit verbreiteter Standard ist. In diesem Zusammenhang wird auch oft von einer 4...20mA Zweidrahtleitung gesprochen. Dadurch bedingt ist die zur Verfügung stehende Leistung üblicherweise sehr stark eingeschränkt, beispielsweise auf Werte, die im ungünstigen Fall deutlich kleiner als 100 mW sein können.
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Es ist deshalb nicht nur wichtig, den Sensor so energiesparend aufzubauen, dass er in der Lage ist, unter diesen Bedingungen eine Messung durchzuführen, sondern auch das Messgerät so zu optimieren, dass die vorhandene Energie möglichst effektiv genutzt werden kann. Dies kann dann beispielsweise zu einer Erhöhung der Messrate führen.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Es ist eine Aufgabe der Erfindung, ein Füllstandradargerät anzugeben, welches sich durch einen energieeffizienten Betrieb auszeichnet.
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Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen und der folgenden Beschreibung von Ausführungsformen.
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Ein erster Aspekt der Erfindung betrifft ein Füllstandradargerät mit einer Signalquellenanordnung, einer Sende- und Empfangsschaltung und einer Steuerschaltung. Die Signalquellenanordnung dient dem Erzeugen eines stufenförmigen elektromagnetischen Sendesignals mit abschnittsweise konstanter Frequenz, wobei die einzelnen Frequenzen des stufenförmigen Sendesignals innerhalb eines definierten Frequenzbandes verteilt sind. Diese Verteilung ist beispielsweise äquidistant, sodass die Frequenzsprünge zwischen den einzelnen Stufen immer gleich sind. Die Sende- und Empfangsschaltung dient dem Aussenden des Sendesignals in Richtung Füllgut während der Messphase des Füllstandradargeräts, dem Empfangen des an der Füllgutoberfläche reflektierten Sendesignals und dem Mischen des empfangenen reflektierten Sendesignals mit einem zweiten Signal zur Bildung eines Zwischenfrequenzsignals, aus welchem sich der Füllstand bestimmen lässt. Die Steuerschaltung dient dem zeitweisen Versetzen zumindest einer Komponente der Sende- und Empfangsschaltung während der Messphase in einen Zustand mit verminderter Leistungsaufnahme, sodass die Messung unterbrochen ist.
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Auf diese Weise kann die Leistungsaufnahme des Füllstandradargeräts während der Messphase zeitweise reduziert werden, was es dem Radargerät ermöglicht, Energie zu sammeln, um, nachdem ausreichend neue Energie gesammelt wurde, die Messung innerhalb der Messphase weiterzuführen.
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Beispielsweise kann die Sende- und Empfangsschaltung zum heterodynen Mischen des empfangenen reflektierten Sendesignals mit dem zweiten Signal ausgeführt sein. Heterodynes Mischen bedeutet, dass zwei unterschiedliche Signalquellenanordnungen vorgesehen sind, welche es ermöglichen, dass die Signale von unterschiedlichen Signalquellenanordnungen zum Erzeugen des Zwischenfrequenzsignals verwendet werden. Im Gegensatz hierzu erfolgt bei der sog. homodynen Mischung eine Mischung zweier Signale, die aus derselben Signalquelle bzw. Signalquellenanordnung stammen. Hierbei handelt es sich beispielsweise um das Sendesignal, das dem Mischer direkt von der Signalquellenanordnung zugeführt wird, und das Empfangssignal, bei dem es sich um das vom Füllgut reflektierte Sendesignal handelt.
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Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist die Sende- und Empfangsschaltung zum homodynen Mischen des empfangenen reflektierten Sendesignals mit dem zweiten Signal ausgeführt.
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Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung handelt es sich bei der Komponente, die während der Messphase zeitweise in den Zustand mit verminderter Leistungsaufnahme versetzt wird, um einen Sendeverstärker, einen Zwischenfrequenzverstärker, einen Quadraturdemodulator, einen Empfangsmischer, einen Analog-/Digital-Wandler oder um ein Bauteil des Sendezweiges, beispielsweise einen Sendesignalverstärker. Es kann vorgesehen sein, dass, falls vorgesehen, die Phasenregelschleife in jedem Fall weiterbetrieben wird, da sie relativ wenig Energie verbraucht.
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Bei der oben angesprochenen Messphase handelt es sich um den Zeitraum, während dem das stufenförmige Sendesignal erzeugt und abgestrahlt wird. Die Zeitdauer der Messphase entspricht somit im Wesentlichen der Zeitdauer des Frequenzsweeps.
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An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, dass vorgesehen sein kann, dass nicht nur eine einzige Komponente zeitweise in den Zustand verminderter Leistungsaufnahme versetzt wird, sondern mehrere Komponenten oder sogar die komplette Sende- und Empfangsschaltung.
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Bei dem Zustand mit verminderter Leistungsaufnahme handelt es sich beispielsweise um einen Ruhezustand oder Stand-by-Modus. Auch kann vorgesehen sein, dass der Zustand mit verminderter Leistungsaufnahme durch Abschalten der Versorgungsspannung der betreffenden Komponente herbeigeführt wird.
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Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist die Steuerschaltung eingerichtet, vor dem zeitweisen Versetzen der Komponente der Sende- und Empfangsschaltung in den Zustand mit verminderter Leistungsaufnahme eine im aktuellen Füllstandmessgerät verfügbare Energiemenge und/oder die dort aktuell verfügbare Leistung zu bestimmen und das zeitweise Versetzen nur dann zu triggern, wenn die verfügbare Energiemenge bzw. die verfügbare Leistung unter einen vorbestimmten Schwellwert fällt bzw. gefallen ist.
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Darüber hinaus kann vorgesehen sein, dass die Steuerschaltung eingerichtet ist, die Komponente wieder in einen Betriebszustand zu versetzen, wenn die verfügbare Energiemenge und/oder die verfügbare Leistung einen vorbestimmten zweiten Schwellwert übersteigt oder überstiegen hat.
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Im einfachsten Fall sind die beiden Schwellwerte identisch. Es kann aber auch vorgesehen sein, dass der zweite Schwellwert über dem ersten Schwellwert liegt, dass also in anderen Worten Messung nur dann wieder aufgenommen wird, wenn eine sehr deutliche Energiemenge gesammelt wurde.
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Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist die Steuerschaltung eingerichtet, das zeitweise Versetzen der Komponente der Sende- und Empfangsschaltung in den Zustand mit verminderter Leistungsaufnahme während einer Einregelphase der Sende- und Empfangsschaltung auf einen neuen Frequenzwert zu triggern. Dies kann zusätzlich zu den oben beschriebenen Maßnahmen hinsichtlich der Unterschreitung des Schwellwerts vorgesehen sein und hilft, zusätzliche Energie zu sparen.
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Ein weiterer Aspekt der Erfindung betrifft ein Verfahren zur Füllstandbestimmung, bei dem ein stufenförmig elektromagnetisches Sendesignal mit abschnittsweise konstanter Frequenz erzeugt wird, wobei die einzelnen Frequenzen innerhalb eines definierten Frequenzbandes verteilt sind. Das Sendesignal wird während einer Messphase in Richtung einer Füllgutoberfläche ausgesendet, dort reflektiert und anschließend wieder vom Messgerät empfangen. Das empfangene reflektierte Sendesignal wird dann mit einem zweiten Signal zur Bildung eines Zwischenfrequenzsignals gemischt, aus welchem sich der Füllstand bestimmen lässt. Zeitweise wird eine Komponente der Sende- und Empfangsschaltung während der Messphase in einen Zustand mit verminderter Leistungsaufnahme versetzt, sodass die Messung unterbrochen ist. Es kann vorgesehen sein, dass während dieses zeitweisen Zustands mit verminderter Leistungsaufnahme kein Messsignal abgestrahlt wird, was zusätzlich Energie spart.
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Die oben und im Folgenden im Hinblick auf das Füllstandmessgerät beschriebenen Merkmale können in dem Verfahren als Verfahrensschritte implementiert sein und die im Folgenden beschriebenen Verfahrensschritte können in dem Messgerät implementiert sein.
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Ein weiterer Aspekt der Erfindung betrifft ein Programmelement, das, wenn es auf einem Prozessor eines Füllstandradargeräts ausgeführt wird, das Füllstandradargerät veranlasst, die oben und im Folgenden beschriebenen Schritte durchzuführen.
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Ein weiterer Aspekt der Erfindung betrifft ein computerlesbares Medium, auf dem das oben beschriebene Programmelement gespeichert ist.
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Im Folgenden werden Ausführungsformen der Erfindung unter Bezugnahme auf die Figuren beschrieben. In der folgenden Figurenbeschreibung bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder ähnliche Elemente. Die Darstellungen in den Figuren sind schematisch und nicht maßstäblich.
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Figurenliste
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- 1 zeigt den grundsätzlichen Aufbau eines Füllstandradargeräts.
- 2 zeigt ein Blockschaltbild einer Sende- und Empfangsschaltung.
- 3 zeigt zwei Beispiele für ein Sendesignal und zwei Beispiele für ein Zwischenfrequenzsignal.
- 4 zeigt ein Blockschaltbild einer weiteren Sende- und Empfangsschaltung.
- 5 zeigt ein Blockschaltbild eines Füllstandmessgeräts gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
- 6 zeigt beispielhafte Signalverläufe.
- 7 zeigt weitere beispielhafte Signalverläufe.
- 8 zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
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Detaillierte Beschreibung von Ausführungsformen
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1 zeigt den grundsätzlichen Aufbau eines Radar-Füllstandsensors. Es handelt sich in diesem Fall um einen sogenannten Zweileiter-Radarsensor, der über die Zweidrahtschleife 1 sowohl mit Energie versorgt wird als auch den Messwert nach außen signalisiert. Er ist im vorliegenden Blockschaltbild zunächst aufgeteilt in seine vier wesentlichen Blöcke Zweileiterschnittstelle 2, Netzteil 3, Steuer- und Messwertverarbeitungsschaltung 4 sowie Sende- und Empfangsschaltung 5.
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Die Zweileiterschnittstelle 2 enthält eine EMV-Filterschaltung 6 zur Ausfilterung von Störsignalen, eine Stromfühlschaltung 7 zur Bestimmung des aktuell in der Stromschleife fließenden Stroms, eine Stromregelschaltung 8 sowie eine Shunt-Schaltung 9. Die Stromregelschaltung 8 vergleicht den aktuell von der Stromfühlschaltung 7 erfassten Istwert 10 der Regelung mit dem von der Steuer- und Messwertverarbeitungsschaltung 4 bereitgestellten Sollwert 11 und regelt beispielsweise über einen seriell geschalteten Transistor den Schleifenstrom so, dass sich Soll- und Istwert entsprechen. Der am Ausgang 13 des Stromreglers 8 fließende Strom versorgt das Netzteil 3, wobei er sich aufteilt in einen Ladestrom für den Energiespeicher 14 und einen Betriebsstrom für den DC-DC-Wandler 15. Falls der Energiespeicher 14 voll geladen ist und vom DC-DC-Wandler 15 momentan weniger Leistung benötigt wird als die Zweileiterschleife an den Sensor abgibt, fließt der restliche Strom durch die Shunt-Schaltung 9 wieder zurück zur nicht dargestellten Quelle.
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Die Steuer- und Messwertverarbeitungsschaltung 4 kontrolliert den Messablauf innerhalb des Sensors, ermittelt aus den Sensorsignalen der Sende- und Empfangsschaltung 5 einen Messwert in Form eines Befüllungsgrads eines Behältnisses und kommuniziert den Messwert nach außen. Sie enthält hierzu eine Controllerschaltung 16, die oben und im Folgenden auch als Controller, Prozessor oder Steuerschaltung bezeichnet wird, und eine Kommunikations- und Interfaceschaltung 17. Die Controllerschaltung 16 besteht beispielsweise aus einem Mikrocontroller mit entsprechender Peripherie. Die Kommunikations- und Interfaceschaltung 17 liefert den auszugebenden Messwert in analoger oder digitaler Form als Sollwert 11 an die Stromregelschaltung 8 und kann daneben noch verschiedene weitere Kanäle 18, 19 aufweisen um mit Personen oder anderen Geräten zu kommunizieren. Dies kann sowohl leitungsgebunden 18 als auch über Funk 19 geschehen.
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Die Sende- und Empfangsschaltung 5 enthält alle Mikrowellenschaltungen, die zum Senden und Empfangen der hochfrequenten elektromagnetischen Wellen des Radarsensors nötig sind. Sie enthält weiterhin Schaltungskomponenten um das Empfangssignal so weit aufzubereiten und umzuformen, so dass es in digitaler Form der Signalverarbeitung der Controllerschaltung 16 zugänglich ist. Die Controllerschaltung 16 ihrerseits steuert die Sende- und Empfangsschaltung 5, indem sie wiederholt einzelne Messzyklen initiiert, kontrolliert, auswertet und durch Aktualisierung des Messwerts abschließt.
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Alle Komponenten der Steuer- und Messwertverarbeitungsschaltung 4 und der Sende- und Empfangsschaltung 5 des Radarsensors werden über geregelte Ausgangsspannungen 20, 21, 22 des DC-DC-Wandlers 15 versorgt.
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2 und 4 zeigen Blockschaltbilder von Sende-Empfangsschaltungen 5, die in den hier beschriebenen Radar-Füllstandsensoren (Füllstandradargeräte) alternativ verwendet werden können. Sie enthalten teilweise gleiche oder ähnliche Komponenten, die deshalb mit gleichen Bezugszeichen versehen sind.
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Zur Messung der Laufzeit elektromagnetischer Wellen zwischen Aussendung und Empfang sind verschiedene Messverfahren bekannt. Grundsätzlich lassen sie sich unterscheiden in Verfahren, welche die Laufzeit sehr kurzer Sendepulse messen, meist als Puls-RADAR bezeichnet, und Messprinzipien, welche auf der Modulation von kontinuierlich gesendeten Signalen beruhen. Diese als CW (continuous wave)-RADAR bekannten Verfahren senden während der Dauer eines Messvorgangs ständig, womit die Sendedauer im Gegensatz zum Puls-Verfahren innerhalb eines Messzyklus typischerweise um Größenordnungen länger als die Laufzeit der Signale ist.
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Durch die Modulation der Sende- und Empfangswellen lässt sich dabei die Laufzeit indirekt bestimmen. Beim FMCW-Verfahren (FMCW: Frequency Modulated Continuous Wave) wird hierzu eine lineare oder gestuft lineare Frequenzmodulation verwendet. 2 zeigt in Form eines stark vereinfachten Blockschaltbilds den grundsätzlichen Aufbau einer Sende-Empfangsschaltung 5 eines FMCW-Radarsensors.
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Der Synthesizer 31 dient zur Erzeugung des Sendesignals 30 und enthält hierzu beispielsweise einen VCO (voltage controlled oscillator). Über eine im Synthesizer 31 enthaltene Schaltung zur Kontrolle der Sendefrequenz, beispielsweise eine PLL-Schaltung (PLL: phase locked loop), wird das Sendesignal linear oder gestuft linear frequenzmoduliert. Dieses Sendesignal 30 gelangt über den Zirkulator 32 zur Antenne 33 und wird von dieser in Richtung Reflektor 34 gesendet. Das nach der Reflexion zur Antenne 33 zurückkehrende Empfangssignal gelangt über den Zirkulator 32 zum Mischer 35. Dieser mischt das Empfangssignal mit einem Teil des Sendesignals, wodurch ein sogenanntes Beatsignal 39 entsteht. Dieses wird nach Tiefpassfilterung im Filter 36 und entsprechender Verstärkung im Verstärker 37 von einem Analog-Digital-Wandler 38 digitalisiert und danach digital weiterverarbeitet. Durch die Mischung von Sende- und Empfangssignal handelt es sich hier um ein sogenanntes homodynes Empfängerprinzip. Die Entfernung des Reflektors 34 vom Messgerät wirkt sich direkt auf die Frequenz des Beatsignals 39 aus, weshalb umgekehrt aus der gemessenen Beatfrequenz direkt auf die Messentfernung geschlossen werden kann. Bei mehreren Reflektoren entsteht ein Beatsignal 39 mit einem Frequenzgemisch aus den den verschiedenen Messentfernungen zugehörigen Einzelfrequenzen. Es ist daher üblich, das digitalisierte Beatsignal mit Hilfe einer Fouriertransformation, beispielsweise einer schnellen Fouriertransformation FFT (fast fourier transformation), einer Spektralanalyse zu unterziehen, um die einzelnen Frequenzanteile bzw. Reflexionsanteile zu separieren und gegebenenfalls hinsichtlich ihrer Frequenz und damit der zugrundeliegenden Messentfernung genau zu bestimmen. 3 zeigt einen Ausschnitt des Sendesignals 30 mit der linearen Frequenzmodulation in einem Zeit-Frequenz-Diagramm und direkt darunter in einem Zeit-Spannungs-Diagramm beispielhaft ein zugehöriges analoges Beatsignal 39, welches bei einer definierten Reflektorentfernung entsteht.
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Eine Variante des FMCW-Verfahrens ist die Abwandlung der linearen Frequenzmodulation des Sendesignals in eine gestuft lineare Frequenzmodulation, wie sie in 3 als Alternative 30' dargestellt ist. Dabei verharrt das Sendesignal 30' für eine gewisse Zeitdauer auf einer bestimmten Frequenz und springt danach in gleichmäßigen Schritten weiter auf die nächsten Frequenzen. Durch die homodyne Mischung entsprechend dem auch hier gültigen Blockschaltbild aus 2 entsteht am Mischerausgang eine aus der gegenseitigen Phasenverschiebung von Sende- und Empfangssignal resultierende Gleichspannung für jede Frequenzstufe. Die aus jeder Stufe resultierenden Gleichspannungen ergeben hintereinander gesetzt einen der Beatfrequenz 39 des vorher beschriebenen FMCW-Verfahrens gemäßen Signalverlauf 39'. Dies ist in 3 ebenfalls ausschnittsweise skizziert. Wie aus der Abbildung deutlich wird wandelt sich das zuvor kontinuierliche Beatsignal 39 in ein gestuftes Analogsignal 39'. Bei einer anschließenden Analog-Digital-Wandlung dieses gestuften Signals 39' bietet sich natürlich an, pro Stufe genau einen Abtastwert zu wandeln, womit das digitalisierte Beatsignal der gestuften linearen Frequenzmodulation sich nicht wesentlich vom digitalisierten Beatsignal eines Standard-FMCW-Verfahrens unterscheidet. Deshalb ist die weitere digitale Signalverarbeitung, beginnend mit der Fouriertransformation, bei beiden Verfahren identisch.
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Obwohl Füllstandmessgeräte basierend auf oben genannten Verfahren zur Messung der Laufzeit elektromagnetischer Wellen ausgereift und energiesparend sind, sind dennoch Verbesserungen möglich. Diese können beispielsweise die bessere Ausnutzung der eingeschränkt zur Verfügung stehenden Energie betreffen.
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4 zeigt ein Blockschaltbild eines zu dem oben beschrieben FMCW-Verfahren alternativen Messverfahrens. Es unterscheidet sich zu der in 2 dargestellten Sende-Empfangsschaltung 5 unter anderem durch eine heterodyne Schaltungsausführung, die eine Empfangsmischung des empfangenen Signals mit einem Lokaloszillatorsignal unterschiedlicher Frequenz vorsieht, so dass am Mischerausgang eine Zwischenfrequenz entsteht.
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Ebenso wie in 2 wird vom Synthesizer 31 ein Sendesignal erzeugt, welches über den Zirkulator 32 oder Richtkoppler 32 zur Antenne 33 geleitet und von dieser abgestrahlt wird. Die Antenne 33 wandelt dabei ein über eine Leitung zugeführtes Hochfrequenzsignal in eine elektromagnetische Welle, welche entweder frei abgestrahlt oder alternativ über einen Wellenleiter, beispielsweise einen Hohlleiter oder einen Eindraht- oder Mehrdrahtleiter, in Richtung Reflektor geführt wird. Die am Reflektor reflektierte Welle gelangt wenigstens teilweise wieder zurück zur Antenne 33 und wird zurück in ein leitungsgeführtes Empfangssignal gewandelt. Dieses gelangt über den Zirkulator oder Richtkoppler 32 nun zum Empfangsmischer 40. Der Zirkulator oder Richtkoppler 32 ist ein im Bereich der Radar-Füllstandmessung bekanntes Bauteil, welches bei monostatischem Betrieb, also bei Verwendung der gleichen Antenne zum Senden und Empfangen, vorteilhaft einsetzbar ist. Er besitzt mindestens 3 Ports und leitet richtungsselektiv Signale von einem Port vorwiegend zu einem zweiten Port, während der dritte Port hierbei entkoppelt ist. Bei einem ebenfalls möglichen, hier nicht näher gezeigten bistatischen Betrieb werden zum Senden und Empfangen zwei separate Antennen verwendet. Dabei entfällt der Zirkulator oder Richtkoppler 32 und das Signal gelangt einerseits vom Synthesizer 31 zur Sendeantenne und andererseits von der Empfangsantenne zum Empfangsmischer 40.
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Der Synthesizer 31 dient zur Erzeugung von verschiedenen Sinusschwingungen verschiedener Frequenz in einem zuvor festgelegten Frequenzband, wobei die Frequenz für eine gewisse Zeitdauer auf einem festen Wert verharrt und danach auf einen neuen festen Frequenzwert springt. Dies kann beispielsweise in Form einer gestuft linearen Frequenzmodulation stattfinden. Dazu enthält er einen abstimmbaren Oszillator, beispielsweise einen VCO. Außerdem enthält er in vorteilhafter Weise eine Regelschleife und einen Referenzoszillator. Die Regelschleife, beispielsweise eine Phasenregelschleife PLL, regelt die Frequenz des abstimmbaren Oszillators so, dass sie in einem bestimmten, einstellbaren Verhältnis zur Frequenz des Referenzoszillators steht. Die Einstellung des Frequenzverhältnisses geschieht vorteilhaft digital, beispielsweise gesteuert durch die Controllerschaltung 16 über das Signal 24, und bedeutet meist die Umschaltung eines oder mehrerer Teilerbausteine, welche die Frequenz von Referenzoszillator und / oder des abstimmbaren Oszillators herunterteilen. Dabei sind neben einfachen ganzzahligen Teilern auch nicht ganzzahlige Teiler, sogenannte fractional N-Teiler, möglich. Durch die Verwendung solcher Teiler ist es möglich, die Ausgangsfrequenz des Synthesizers 31 in sehr feinen Schritten über einen relativ großen Frequenzbereich zu verstellen.
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Ein Teil des Ausgangssignals des Synthesizers 31 wird abgezweigt, beispielsweise über einen nicht näher gezeigten Power-Splitter oder einen Koppler, um das Lokaloszillatorsignal für den Empfangsmischer 40 zu bilden. Dazu wird über den Mischer 42 das abgezweigte Synthesizersignal mit einem Ausgangssignal eines zweiten Synthesizers 43 gemischt, wodurch verschiedene neue Frequenzanteile wie die Summenfrequenz und die Differenzfrequenz aus den beiden Eingangsfrequenzen entstehen.
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Dieser zweite Synthesizer 43 ist grundsätzlich aus gleichen Funktionseinheiten aufgebaut wie der bereits beschriebene Synthesizer 31. Als Regelgröße der (Phasen-)regelschleife dient jedoch nicht die Ausgangsfrequenz des Synthesizers 43, sondern das Mischer-Ausgangssignal 44 des Mischers 42, welcher die Differenzfrequenz zwischen den beiden Synthesizersignalen bildet. Diese Differenzfrequenz wird somit durch die Regelschleife des Synthesizers 43 auf einen vorher festgelegten Wert, der entweder fest in der PLL-Regelschleife des Synthesizers 43 hinterlegt ist oder in diese durch die Controllerschaltung 16 programmiert wird, ausgeregelt.
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Das Ausgangssignal des Synthesizers dient als Lokaloszillatorsignal zur heterodynen Empfangsmischung im Empfangsmischer 40.
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Im Empfangsmischer 40 entsteht aus Lokaloszillatorsignal und Empfangssignal unter anderem die Differenzfrequenz beider, die somit genau der Frequenz des frequenzgeregelten Signals 44 entspricht. Dieses als Zwischenfrequenzsignal 45 bezeichnete Ausgangssignal des Empfangsmischers 41 besitzt neben der eben erwähnten festen Frequenz eine Phasenlage, die zusammen mit der Amplitude des Zwischenfrequenzsignals eine komplexe Kenngröße des Reflexionskoeffizienten aller an der Reflexion der Welle beteiligter Reflektoren definiert. Oder mit anderen Worten ausgedrückt ist die Phasenlage des Zwischenfrequenzsignals von der gegenseitigen Phasenlage von Lokaloszillatorsignal und Empfangssignal abhängig. Die Phasenlage des Empfangssignals seinerseits hängt ab von der zurückgelegten Strecke der gesendeten bzw. empfangenen Welle und damit von der Reflektorentfernung, während die Phasenlage des Lokaloszillatorsignals vom Synthesizer-Ausgangssignal und damit dem gesendeten Signal abhängt. Somit ist die Phasenlage des Zwischenfrequenzsignals letztlich nur abhängig von der Phasenverschiebung zwischen Sendesignal und Empfangssignal und damit von der Refl ektorentfernung.
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Im Bandfilter 41 wird dieses Zwischenfrequenzsignal bandgefiltert und im Zwischenfrequenzverstärker 37 verstärkt, um den Signal-Rausch-Abstand zu erhöhen. Um den komplexen Reflexionskoeffizienten aus dem analog vorliegenden Zwischenfrequenzsignal zu bestimmen, kann durch Verwendung eines Quadraturdemodulators 46 das Zwischenfrequenzsignal in seine komplexen Bestandteile, also den Real- und den Imaginärteil, zerlegt und danach beide Anteile getrennt analog-digital gewandelt werden. Dazu sind dem Quadraturdemodulator 46 zusätzlich noch ein Teil 48 des Signals 44 und weiterhin ein zu diesem Signal 48 um 90° phasenverschobenes Signal 49 zuzuführen, welche im Phasenschieber 47 erzeugt werden. Vorteilhaft an der Verwendung des Quadraturdemodulators ist, dass Real- und Imaginärteil des Zwischenfrequenzsignals als Basisbandsignale 50a, 50b vorliegen, d.h. keine hohen Frequenzanteile mehr enthalten und damit sehr einfach zu digitalisieren sind.
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Wie bereits angedeutet erfolgt nach der Analog-Digitalwandlung durch den Analog-Digital-Wandler 38 die Weiterverarbeitung der Messwerte innerhalb der Controllerschaltung 16. Der Schaltungsteil 16 enthält neben Programmcode zur Auswertung der digitalisierten Messsignale insbesondere auch Programmcode zur Ablaufsteuerung eines Messzyklus, d.h. zur Initiierung der Aussendung der Wellen und der Steuerung der Frequenzen sowie der allgemeinen Steuerung der Sende-Empfangsschaltung 5.
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Die in 4 gezeigte Schaltungsanordnung erlaubt wie beschrieben die Bestimmung eines komplexen Reflexionskoeffizienten auf einer bestimmten Ausgangsfrequenz des Synthesizers 31. Dieser komplexe Reflexionskoeffizient setzt sich zusammen aus allen Reflexionsanteilen, die im empfangenen Signal enthalten sind. Sind mehrere Reflektoren daran beteiligt, so sind die einzelnen Signalanteile nicht mehr separierbar und eine Bestimmung der Distanz der einzelnen Reflektoren nicht möglich. Wiederholt man diese Messung auf weiteren eingestellten Ausgangsfrequenzen innerhalb eines bestimmten Frequenzbandes, lässt sich aber eine digitale Wertetabelle bestehend aus den eingestellten Frequenzwerten und den zugehörigen komplexen Reflexionskoeffizienten erstellen. In vorteilhafter Weise werden dabei die Frequenzabstände aller Frequenzwerte gleich gewählt, so dass die Frequenzwerte das Frequenzband in äquidistante Abschnitte unterteilen. Das damit erzeugte bandbegrenzte Spektrum der digitalen Reflexionskoeffizienten wird anschließend einer inversen Fouriertransformation, beispielsweise bei äquidistanten Frequenzabständen einer IFFT (inverse fast fourier transformation), unterzogen, die das Frequenzsignal in ein Zeitsignal transformiert. Dieses digitale Zeitsignal wiederum ist charakteristisch für die Summe der Reflexionen des ausgesandten und wieder empfangenen Messsignals. Es liegt vor in Form einer Wertetabelle von Zeitwerten und zugehörigen Reflexionsanteilen und kann hinsichtlich Ermittlung von lokalen Maxima ausgewertet werden. Diese lokalen Maxima kennzeichnen die einzelnen Reflexionen der verschiedenen Reflektoren, die nach der zugeordneten Zeit empfangen wurden. In dieser Form gleicht nun diese Zeit-Reflexionsamplitude-Wertetabelle den aus den bekannten Füllstandradarverfahren geläufigen digitalisierten Reflexionsprofilen. Weitere Auswerteschritte zur Bestimmung des gesuchten Echos der Füllgutoberfläche und die Bestimmung des exakten Reflexionszeitpunkts dieses Echos können deshalb aus den bekannten Methoden der Puls-Radar- oder FMCW-Radarsysteme übernommen werden. So ist es beispielsweise von Vorteil, bei möglichst leerem Füllgutbehälter die vorhandenen Reflexionen als sogenannte Störechos abzuspeichern, um damit die Erkennung des Echos der Füllgutoberfläche zu erleichtern.
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Zu den Blockschaltbildern ist allgemein anzumerken, dass sie auf die wesentlichen Komponenten reduziert sind und für die praktische Umsetzung notwendige Komponenten teilweise weggelassen oder vereinfacht dargestellt wurden, da sie dem Fachmann bekannt sind. Dies betrifft beispielsweise Filtermaßnahmen am Ausgang der Mischer, um nur die erwünschten Mischfrequenzen durchzulassen und unerwünschte Mischprodukte zu unterdrücken. Außerdem ist dem Fachmann geläufig, Signale bei Bedarf an verschiedenen Stellen der Signalkette zu verstärken, um den Signal-Rausch-Abstand zu erhöhen. Dies könnten beispielsweise Verstärker im Sendezweig oder im Empfangszweig vor dem Empfangsmischer sein. Außerdem wurde hier nur der für die unmittelbare Messtechnik wichtige Teil der Sensorschaltung dargestellt. Ein nach diesem Prinzip aufgebauter Füllstand-Radarsensor kann selbstverständlich weitere dem Fachmann bekannte Schaltungsteile enthalten.
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Wie bereits einleitend erläutert kann es bei Radar-Füllstandsensoren zeitweise der Fall sein, dass bei Zweileiterversorgung die zufließende Leistung geringer ist als die aktuell vom Sensor benötigte Leistung. Um ein solches Defizit zu überbrücken ist allgemein bekannt einen Energiespeicher 14 zu verwenden. Die Zusatzenergie aus dem Speicher 14 muss dabei ausreichen um einen Zeitraum erhöhten Leistungsbedarfs zu überbrücken, während dessen es nicht möglich ist den genannten Leistungsbedarf kurzfristig zu reduzieren. Dies trifft beispielsweise zu während der Dauer der Aussendung der elektromagnetischen Welle, die bei üblichen CW-Radar-Verfahren entsprechend lang sein und nicht unterbrochen werden kann. Daraus ergibt sich oft die Notwendigkeit eines großen Energiespeichers, der entsprechend teuer ist und viel Platz benötigt.
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Beim dem hier beschriebenen Verfahren dagegen lässt sich die Speichergröße deutlich verringern, wenn jeweils vor dem Wechsel auf einen neuen Frequenzabschnitt die aktuelle Energiereserve überprüft und bei einem zu geringen Wert eine Messpause eingefügt wird. Messpause bedeutet in diesem Zusammenhang, dass der Synthesizer 31 zwar auf einen neuen Frequenzwert einregelt, aber das Sendesignal noch nicht ausgesendet wird und auch die gesamte Empfängerkette in einen energiesparenden Ruhemodus versetzt wird. Dadurch sinkt der aktuelle Gesamtleistungsbedarf des Sensors unter den Wert der zugeführten Leistung. Die nicht verbrauchte Energie fließt in diesem Fall in den Energiespeicher 14, der sich somit wieder füllt. Ist eine definierte Spannungsschwelle des Speichers erreicht, wird der Messzyklus mit der Aussendung der Welle fortgesetzt. Eine Unterbrechung der Messung lässt sich also im Unterschied zu anderen Füllstandsensoren dann problemlos einfügen, wenn in der Übergangsphase von einer Sendefrequenz zur nächsten der Zustand des Energiespeichers zum Beispiel anhand der Speicherspannung überprüft wird. Bei Unterschreitung eines zuvor festgelegten Werts wird die Aussendung erst fortgesetzt, wenn ein zweiter festgelegter Wert wieder überschritten wird.
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5 zeigt ein Blockschaltbild eines entsprechend modifizierten Messgeräts zur Umsetzung des eben beschriebenen Verfahrens. Es enthält weitgehend gleiche Schaltungsteile wie das in 1 dargestellte Blockschaltbild mit entsprechend gleichen Bezugszeichen. Der Unterschied liegt zum einen darin, dass der Controller 16 eine Information über den Ladezustand des Energiespeichers 14 erhält. Im dargestellten Beispiel geschieht dies durch Analog-Digital-Wandlung der Spannung am Energiespeicher 14 mittels eines Analog-Digital-Wandlers 60. Alternativ sind auch Komparatoren zur Überwachung beliebig vieler Schwellen für die Speicherspannung möglich, deren digitales Ausgangssignal über digitale Eingänge der Controllerschaltung 16 eingelesen werden können. Durch die Kenntnis des Ladezustands des Energiespeichers ist es möglich den Messablauf eines Messzyklus durch den Controller 16 so zu gestalten, dass die verfügbare Energie möglichst effektiv genutzt wird. Gleichzeitig kann aber die Kapazität des Energiezwischenspeichers 14 kleiner als bisher üblich gewählt werde, wodurch Platz und Kosten gespart werden können. Bei anderen gattungsgemäßen Messgeräten und Verfahren ist es nicht möglich, den FMCW-Frequenzsweep eines Messzyklus zu unterbrechen, da dies sich sofort auf das Beatsignal als nicht mehr zu korrigierenden Störeinfluss auswirken würde. Da während des Frequenzsweeps alle Komponenten der Sende- und Empfangsschaltung 5 aktiv sind, ist der Gesamtleistungsbedarf entsprechend maximal und übersteigt üblicherweise die aktuell verfügbare Eingangsleistung. Diese Leistungslücke wird ausgeglichen durch Energie aus dem Zwischenspeicher 14. Je tiefer jedoch die Spannung am Speicher 14 verglichen mit der Sensor-Eingangsspannung bzw. Spannung auf der Zweileiterschleife 1 durch die Entladung sinkt, umso höher ist der Spannungsabfall in der Zweileiterschnittstelle 2, wodurch wiederum Verlustleistung entsteht, die die Effektivität reduziert. Um deshalb den Spannungsabfall am Speicher gering zu halten, ist es bisher nur möglich, den Speicher entsprechend groß zu wählen, was sich aber wie schon erwähnt negativ bezüglich Kosten und Platzbedarf auswirkt.
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Daher wird vorgeschlagen, die Speicherspannung durch den Controller zu überwachen und bei einer festgestellten Entladung eine Messpause einzufügen, um so den Gesamtleistungsbedarf kurzfristig zu reduzieren und so den Energiezwischenspeicher wieder zu laden. Diese Messpause, die jetzt auch und gerade innerhalb der Sweepperiode nötig und möglich ist, ermöglicht so eine effektive Energieausnutzung bei gleichzeitig kleinem Energiespeicher.
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Kennzeichnend für die Messpause ist wie eben dargelegt, dass der Leistungsbedarf deutlich reduziert ist. Dazu muss der Controller 16 bestimmte Komponenten der Sende- und Empfangsschaltung in einen Zustand reduzierter Leistungsaufnahme schalten können. Dies geschieht beispielsweise über ein Schaltsignal 61, welches vom Controller ausgegeben wird und auf verschiedene Komponenten der Sende- und Empfangsschaltung 5 in der Art wirkt, dass der entsprechende Schaltungsteil in gewisser Weise deaktiviert wird. Beispielhaft betrifft dies den Zwischenfrequenzverstärker 37, den Quadraturdemodulator 46 und den Analog-Digital-Wandler 38. Grundsätzlich ist eine Deaktivierung aller Komponenten der Sende- und Empfangsschaltung 5 möglich, wobei aber immer abzuwägen ist, ob sich ein Deaktivieren lohnt, welche Reaktivierungszeit eventuell nötig ist und welchen zusätzlichen Schaltungsaufwand dies bedeutet. Im einfachsten Fall wird die Versorgungsspannung einer Komponente abgeschaltet. Viele Bauteile besitzen aber auch sogenannte Enable-Eingänge und sind hierüber in Leistung sparende Ruhezustände schaltbar. Schaltungsteile mit Anteilen von digitaler Schaltungstechnik bieten teilweise sogar digitale Interfaces, über die der Controller mit der Schaltungskomponente kommunizieren kann und über einen digital übermittelten Befehl den Ruhezustand aktivieren kann.
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6 zeigt beispielhafte Signalverläufe von Signalen der Schaltung von 5 bei Anwendung des Verfahrens gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Dargestellt über einer gemeinsamen Zeitachse sind das Ausgangssignal 30' des Synthesizers 31, aufgetragen auf der Frequenzachse, die Spannung 62 am Energiezwischenspeicher 14 und das Aktivierungssignal 61.
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Wie schon einleitend in Zusammenhang mit 3 erläutert erfolgt der Frequenzsweep gestuft. Der Controller steuert über die Verbindung 24 den Synthesizer in definierten Stufen von einer nicht dargestellten Anfangsfrequenz auf eine definierte, ebenfalls nicht dargestellte Endfrequenz. 6 zeigt nur einen Ausschnitt dieses als Sweep oder Messzyklus bezeichneten Zeitraums mit einigen wenigen Frequenzstufen. Üblicherweise wird eine Gesamtanzahl im Bereich von 100 bis über 1000 Frequenzstufen verwendet. Pro Frequenzstufe wird üblicherweise ein Messwert in Form eines Spannungswerts des Beatsignals oder eines Werts eines Reflexionskoeffizienten ermittelt. Da zunächst alle Komponenten der Sende- und Empfangsschaltung aktiv sind, sinkt die Spannung 62 am Energiespeicher kontinuierlich ab. Zum Zeitpunkt t1 erkennt der Controller, dass die Spannung eine zuvor festgelegte Schwelle unterschritten hat und wechselt deshalb sein Ausgangssignal 61 von aktiv auf inaktiv. Damit werden einige Komponenten der Sende- und Empfangsschaltung deaktiviert, wodurch sich die Speicherspannung 62 wieder erholt. Nach Überschreitung einer zweiten, höher gelegenen Schwelle entscheidet der Controller zur Zeit t2, dass der Messzyklus nun fortgesetzt wird und setzt das Steuersignal 61 wieder auf aktiv. Dadurch wird mit dem zuvor begonnenen Messablauf weiter fortgefahren.
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Eine weitere Möglichkeit zur Reduzierung des Leistungsbedarfs der Sende- und Empfangsschaltung 5 ist die generelle Deaktivierung von bestimmten Schaltungsteilen während der Einregelung des Synthesizers auf einen neuen Frequenzwert. Dazu liefert der Synthesizer beispielsweise ein Ausgangssignal 64, welches anzeigt ob seine Regelschleife gerade eingeregelt ist oder nicht. Wird dem Synthesizer 31 ein neuer Frequenzwert einer Stufe vorgegeben, so dauert es üblicherweise eine gewisse Zeit, bis die Regelschleife auf den neuen Wert stabilisiert hat. Als Reaktion auf das angesprochene Ausgangssignal werden somit Schaltungsteile aktiviert oder deaktiviert. Bei diesen Schaltungsteilen kann es sich beispielsweise um nicht dargestellte Sendeverstärker, Empfangsverstärker 37, Empfangsmischer 40, Empfängerfilter 41, Quadraturdetektor 46 und Analog-Digital-Wandler 38 handeln.
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Es wird an dieser Stelle nochmals darauf hingewiesen, dass als Reaktion auf ein Einregelsignal des Synthesizers Schaltungsteile aktiviert werden und das Deaktivieren dieser Schaltungsteile insbesondere in Zeitabschnitten innerhalb des Sweeps erfolgt.
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7 zeigt beispielhafte Signalverläufe von Signalen der Schaltung von 5 bei Anwendung des vorgeschlagenen Verfahrens. Dargestellt über einer gemeinsamen Zeitachse sind wieder das Ausgangssignal des Synthesizers 31, aufgetragen auf der Frequenzachse, das Einregelsignal 64 des Synthesizers 31 und das Aktivierungssignal 61. Bei dem Ausgangssignal des Synthesizers 31 sind die Signalverläufe des idealen 65 und des realen Frequenzverlaufs 66 aufgetragen. Im Idealfall springt das Signal in kürzester Zeit von einer Stufe zur nächsten. In der Realität benötigt das Signal jedoch eine gewisse Zeit zum Übergang auf die nächste Stufe und die dafür verantwortliche Regelung kann für abklingende Regelüberschwinger verantwortlich sein, so dass möglicherweise ein Signalverlauf ähnlich des Graphen 66 vorliegt. Der Regler der Phasenregelschleife registriert dabei eine aktuelle größere Abweichung vom Sollwert und signalisiert dies in Form des low-Pegels des Einregelsignals 64. Erst wenn erkannt wird, dass die Phasenregelschleife eingeregelt ist, werden mittels des Aktivierungssignals 61 bestimmte Komponenten der Sende- und Empfangsschaltung aktiviert. Nach Aktivierung wird ein Messwert generiert. Danach werden die entsprechenden Komponenten sofort wieder deaktiviert und durch die Erzeugung eines neuen Frequenz-Sollwerts der Sprung auf die nächste Frequenzstufe ausgelöst. Da die Aktivierungszeit entsprechend der Zeit zur Generierung des einzelnen Messwerts immer gleich lange dauert, aber die Einregelzeit durchaus differieren kann, können auch die Zeitintervalle der einzelnen Stufen unterschiedlich lang sein.
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Alternativ hierzu ist es ebenso möglich auf das Einregelsignal zu verzichten und einen Erfahrungswert für die Einregelung der Frequenzregelschleife zu ermitteln. Dieser kann z.B. auch abhängig von der Frequenzdifferenz zwischen den beiden Stufen sein. Der Controller kann mit diesen Erfahrungswerten die Zeit nach einem Sprung bis zur Aktivierung der Komponenten festlegen und ein entsprechendes Steuersignal generieren.
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Es wird außerdem darauf hingewiesen, dass die Verfahren von 6 und 7 in vorteilhafter Weise miteinander kombiniert werden können.
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In einer bevorzugten Ausführung des Verfahrens lässt sich die Messempfindlichkeit ohne größeren Zeitverlust dadurch steigern, dass der komplexe Reflexionskoeffizient pro Frequenzschritt nicht nur einmalig gemessen wird, sondern mehrfach. Aus den mehrfachen Messwerten wird anschließend je ein Mittelwert für Betrag und Phase oder für Real- und Imaginärteil gebildet, wodurch sich der Signal-Rausch-Abstand erhöht. Im Unterschied zu anderen Verfahren werden hier also die Mittelwerte nicht über Messwerte gebildet, die von Messzyklus und nachfolgendem Messzyklus stammen, sondern von mehreren Messwerten innerhalb eines einzigen Messzyklus. Der Vorteil liegt darin, dass die Zeit zur Einregelung jeder Frequenzstufe für alle Eingangswerte der Mittelung nur einmalig auftritt und somit im Vergleich zum Stand der Technik Zeit gespart wird.
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8 zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. In Schritt 801 wird damit begonnen, ein stufenförmiges elektromagnetisches Sendesignal mit abschnittsweise konstanter Frequenz zu erzeugen. Der erzeugte Teil des Sendesignals wird dann in Richtung Füllgutoberfläche ausgesendet, dort reflektiert und wieder vom Messgerät empfangen. In Schritt 802 wird das empfangene Signal mit einem weiteren Signal gemischt, um ein Zwischenfrequenzsignal auszubilden, aus welchem sich der Füllstand bestimmen lässt. Während der Sendesignalerzeugung wird zumindest eine Komponente des Füllstandmessgeräts zeitweise, also während der Messphase, in einen Zustand mit verminderter Leistungsaufnahme versetzt (Schritt 803), sodass die Messung letztendlich unterbrochen ist. Dieses Versetzen wird dadurch getriggert, dass das Messgerät feststellt, dass nicht mehr ausreichend Energie zur Durchführung der gesamten Messphase zur Verfügung steht. In Schritt 804 wird weitere Energie gesammelt und in Schritt 805 wird die Komponente wieder „aktiviert“, also in ihren Betriebszustand versetzt, sodass die Messung weiterlaufen kann, also weitere Stufen des Sendesignals erzeugt werden, dieses dann abgestrahlt, reflektiert, empfangen und gemischt wird.
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Das Verfahren kann insbesondere die folgenden Schritte aufweisen:
- 1. Hintereinander folgende Aussendung mehrerer elektromagnetischer Wellen innerhalb eines Messzyklus (sweep) mit mehreren definierten, abschnittsweise festen Frequenzen innerhalb eines definierten Frequenzbandes, wobei die einzelnen Frequenzen über das Band verteilt sind;
- 2. Heterodyne oder homodyne Empfangsmischung der reflektierten und wieder empfangenen Signale zur Bildung eines reflexionsabhängigen Empfangssignals;
- 3. Filterung und Verstärkung des reflexionsabhängigen Empfangssignals;
- 4. Analog-Digital-Wandlung;
- 5. Digitale Signalverarbeitung zur Bildung eines digitalen zeit- oder frequenzbasierten Reflexionsprofils;
- 6. Auswertung des Reflexionsprofils zur Identifizierung der Reflexion der Füllgutoberfläche;
- 7. Bestimmung des Laufzeitwertes der Füllgutreflexion und Umrechnung des Zeitwertes in eine Reflektorentfernung auf Basis der vorbekannten Wellenausbreitungsgeschwindigkeit;
- 8. Berechnung eines Werts des Befüllungsgrads aus der vorbekannten Behälterhöhe, dem Abstand des Sensors zum Behälter und der zuvor bestimmten Reflektorentfernung;
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Zumindest eine Komponente der Sende-Empfangsschaltung ist hierbei während der Messphase für eine gewisse Dauer deaktiviert.
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Ergänzend sei darauf hingewiesen, dass „umfassend“ und „aufweisend“ keine anderen Elemente oder Schritte ausschließt und die unbestimmten Artikel „eine“ oder „ein“ keine Vielzahl ausschließen. Ferner sei darauf hingewiesen, dass Merkmale oder Schritte, die mit Verweis auf eines der obigen Ausführungsbeispiele beschrieben worden sind, auch in Kombination mit anderen Merkmalen oder Schritten anderer oben beschriebener Ausführungsbeispiele verwendet werden können. Bezugszeichen in den Ansprüchen sind nicht als Einschränkungen anzusehen.
