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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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(Gebiet der Erfindung)
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Die vorliegende Erfindung betrifft einen Transceiver zur Verwendung in einem Kommunikationssystem, in dem ein Übertragungscode durch ein PWM-Signal (Pulsweitenmodulationssignal) gebildet wird.
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(Stand der Technik)
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Bekannt sind verschiedene Arten von Kommunikationssystemen zur Installation in einem Fahrzeug, wie beispielsweise ein CAN-System, ein LIN-System und dergleichen, die einen Datenbus als einen Kommunikationspfad verwenden. Solche Systeme sind beispielsweise in „Comprehensive Description of Vehicle-installation Network Systems“ von M. Sato, CQ Publishing Co., (Japan), 1. Dezember 2005, beschrieben.
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Bei solch einem Kommunikationssystem ist es, um eine effiziente Kommunikation zu gewährleisten, wünschenswert, die Betriebe von Transceivern, die in jeweiligen Knoten des Systems angeordnet sind und Signale über den Kommunikationspfad senden/empfangen, untereinander zu synchronisieren.
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Nachstehend wird ein Verfahren zur Erzielung solch einer Synchronisation kurz aufgezeigt. Ein bestimmter der Knoten (d.h. der Transceiver dieses Knotens) sendet ein Signal an den Kommunikationspfad, das mit einem Übertragungscode codiert ist, der eine Taktsignalkomponente aufweist. Jeder der anderen Knoten empfängt dieses Signal über den Kommunikationspfad, extrahiert die Taktsignalkomponente, erzeugt ein lokales Taktsignal (per Frequenzteilung und dergleichen) unter Verwendung der Taktsignalkomponente als eine Zeitreferenz, und synchronisiert die Sendevorgänge mit der empfangenen Taktsignalkomponente.
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Eine bekannte Art eines solchen Übertragungscodes verwendet PWM-Signale, die mit zwei verschiedenen Tastverhältnissen moduliert sind, um jeweils Bitwerte 1 und 0 zu beschreiben. Insbesondere wird jedes Bit als ein erster (Binärpegel) Übergang an einer Bitgrenze, gefolgt von einem Übergang in entgegengesetzter Richtung gesendet. Folglich weist die Wellenform des den Übertragungscode beschreibenden Signals Flanken auf, die jeweils an einer Bitgrenze und innerhalb des Bitintervalls auftreten.
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Um eine Erzeugung von Rauschen auf dem Kommunikationspfad zu unterdrücken, sollte jede dieser Flanken eine graduelle Neigung aufweisen. Im Stand der Technik ist es jedoch, um eine erhöhte Datenübertragungsrate zu erzielen, erforderlich, dass die Neigung von jeder der Flanken steiler ausgelegt wird, d.h., je steiler die Neigung, desto kürzer kann das Intervall zwischen aufeinander folgenden Bits werden. Wenn jedoch die Flankenneigung an Steilheit zunimmt, nimmt auch der Betrag an Rauschen zu, der auf dem Kommunikationspfad erzeugt wird. Folglich ist die Flankenneigung sich entgegenstehenden Anforderungen ausgesetzt, was das Erreichen einer hohen Kommunikationsgeschwindigkeit über den Kommunikationspfad und die Gewährleistung eines niedrigen Rauschpegels auf dem Kommunikationspfad betrifft.
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Ferner kann, wie in den Wellenformdiagrammen der 7 gezeigt, dahingehend ein Problem auftreten, dass der Betrieb instabil wird, wenn, bei einem bestimmten Grad an Steilheit der Flankenneigung, das Intervall zwischen den aufeinander folgenden Flanken der Signalwellenform, die den Übertragungscode beschreiben, übermäßig kurz ausgelegt wird, so dass ein Signalüberlappungszustand auf dem Kommunikationspfad auftritt.
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Folglich ist es schwierig, einen zufriedenstellenden Kompromiss (Trade-Off) zwischen einem Grad an Steilheit der Flankenneigung, der eine ausreichende Kontrolle des Rauschens ermöglicht, und einem Grad, der eine erhöhte Kommunikationsgeschwindigkeit ermöglicht, zu erzielen.
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Aus der JP H03- 32 137 A ist ferner ein Sender bekannt, der in ein Datenkommunikationssystem eingebunden und mit einem Kommunikationspfad des Systems verbunden ist, wobei der Sender eine Codierschaltung zur Erzeugung eines Sendesignals, eine Wellenform-Formungsschaltung und eine Ansteuerschaltung für ein Signal auf dem Kommunikationspfad aufweist. Die
DE 101 96 919 T5 offenbart ein elektromagnetisch gekoppeltes Bussystem zum Austauschen digitaler Daten.
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KURZDARSTELLUNG
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Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Transceiver, durch den eine Rate einer seriellen Datenübertragung über einen Kommunikationspfad erhöht werden kann, ohne eine resultierende Zunahme des Rauschens auf dem Kommunikationspfad zu verursachen, sowie ein entsprechendes Datenkommunikationssystem zur Verwendung eines solchen Transceivers bereitzustellen.
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Die Aufgabe wird durch einen Transceiver nach dem Anspruch 1 sowie ein Datenkommunikationssystem nach dem Anspruch 2 gelöst.
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Die vorliegende Erfindung stellt einen Transceiver mit den folgenden Merkmalen bereit. Der Transceiver ermöglicht es, dass Daten seriell durch ein Kommunikationspfadsignal über einen Kommunikationspfad übertragen werden können, wobei jedes Bit der Daten durch eine Impulscodemodulation als ein dominanter Code oder rezessiver Code beschrieben wird. Jeder dieser Codes (die durch das Kommunikationspfadsignal beschrieben werden) wechselt an einer Bitgrenze von einem rezessiven Pegel zu einem dominanten Pegel und verbleibt während eines festen Intervalls bei dem dominanten Pegel, wobei der Anteil eines Bitintervalls bei dem dominanten Pegel für den dominanten Code länger ist als für den rezessiven Code. Daten werden von dem Transceiver gesendet, während eine andere Vorrichtung (Takt-Master) wiederholend den rezessiven Code an den Kommunikationspfad gibt.
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Wenn ein Bit entsprechend dem dominanten Code zu senden ist, erzeugt der Transceiver ein geformtes Sendesignal, das an einem Zeitpunkt von einem aktiven Pegel zu einem inaktiven Pegel wechselt, an dem erfasst wird, dass das Kommunikationspfadsignal von dem rezessiven Pegel zum dominanten gewechselt ist (solch ein Übergang des Kommunikationspfadsignals wird nachstehend als Grenzflanke bezeichnet), und das anschließend wieder zum inaktiven Pegel zurückkehrt, nachdem das Intervall dominanten Pegels des dominanten Codes verstrichen ist. Die Wellenform des geformten Sendesignals wird mit geneigten Flanken geformt und als ein Ausgangsansteuersignal an eine Ansteuerschaltung gegeben, die dazu ausgelegt ist, den Kommunikationspfad auf dem dominanten Pegel zu halten, während das geformte Sendesignal den aktiven Pegel aufweist, um so den empfangenen rezessiven Code mit dem (gesendeten) dominanten Code zu überschreiben und zu ersetzen.
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Erfindungsgemäß formt eine Wellenform-Formungsschaltung das geformte Sendesignal wie folgt. In diesem Signal weist, wie in 7 gezeigt, jede Flanke, die einen Übergang vom inaktiven zum aktiven Pegel beschreibt, einen höheren Grad an Steilheit als ein Übergang vom aktiven zum inaktiven Pegel auf. Dies führt dazu, dass das Intervall zwischen einer Vorderflanke und einer ansteigenden Flanke des geformten Sendesignals verringert werden kann, um die Datenübertragungsrate zu erhöhen, während gewährleistet wird, dass kein Überlappen zwischen Signalen auf dem Kommunikationspfad auftritt.
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Hierdurch kann die Datenübertragungsrate ohne eine entsprechende Zunahme im Rauschen auf dem Kommunikationspfad erhöht werden.
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Figurenliste
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- 1 zeigt ein Blockdiagramm zur Veranschaulichung des allgemeinen Aufbaus eines Kommunikationssystems zur Installation in einem Fahrzeug;
- 2A zeigt eine Abbildung zur Veranschaulichung eines Übertragungscodes, der zur Kommunikation über den Übertragungsweg verwendet wird, 2B zeigt eine Abbildung zur Veranschaulichung eines Datenrahmens, der über den Übertragungsweg gesendet und empfangen wird, und 2C zeigt die einen Datenblock bildenden Bits;
- 3 zeigt eine Abbildung zur Veranschaulichung des Aufbaus eines Knoten des Kommunikationssystems;
- 4 zeigt ein Zeitdiagramm des Betriebs einer Codierschaltung;
- 5 zeigt ein Blockdiagramm mit einem Schaltplan zur Veranschaulichung des Aufbaus eines analogen Verarbeitungsabschnitts;
- 6 zeigt ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung des Betriebs des analogen Verarbeitungsabschnitts; und
- 7 zeigt ein Wellenformdiagramm zur Veranschaulichung eines Problems im Stand der Technik und eines Effekts der vorliegenden Erfindung.
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BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Nachstehend ist eine Ausführungsform eines Transceivers der vorliegenden Erfindung verwendenden Kommunikationssystems zur Installation in einem Fahrzeug beschrieben.
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(Allgemeiner Aufbau)
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In dem Blockdiagramm der 1 ist ein Kommunikationssystem zur Installation in einem Fahrzeug mit dem Bezugszeichen 1 versehen. Dieses ist, wie in der 1 gezeigt, aus mehreren Knoten aufgebaut, die kollektiv mit dem Bezugszeichen 3 versehen sind, wobei jeder der Knoten 3 einen Transceiver aufweist. Die Knoten 3 weisen Körpersystem-ECUs, die jeweils Anwendungen (in einem Speicher gespeicherte Programme) ausführen, die ein Körpersystem des Hostfahrzeugs betreffen, und Zubehörknoten, die jeweilige Vorrichtungen (Lichter, Sensoren und dergleichen), die Steuer- und Erfassungsfunktionen betreffen, auf. Die Knoten 3 sind über einen Datenbus miteinander verbunden, der als ein serieller Datenkommunikationspfad dient, der nachstehend als der Kommunikationspfad 5 bezeichnet wird.
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Die Körpersystem-ECUs können, wie in 1 gezeigt, eine Körper-/Scheibenwischer-ECU, eine Sitz-ECU, eine Schiebetür-ECU, eine Spiegel-ECU, eine Heckklappen-ECU, eine Lichter-ECU, eine Neigungs-(elektrische Lenkpositioniervorrichtung)-ECU und dergleichen aufweisen. Die Zubehörknoten können Scheibenwischerschalter, Lichtsensoren, Regensensoren und dergleichen aufweisen.
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(Kommunikationspfad)
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Das Kommunikationssystem ist derart konfiguriert, dass dann, wenn zwei oder mehr der Knoten 3 gleichzeitig jeweilige Signale an den Kommunikationspfad 5 ausgeben, wobei eines oder mehrere der Signale einen rezessiven Pegel (in dieser Ausführungsform ein hoher Pegel) aufweisen und eines oder mehrere Signale mit einem dominanten Pegel (in dieser Ausführungsform ein niedriger Pegel) ausgeben werden, das auf dem Kommunikationspfad 5 erscheinende Signal auf den dominanten Pegel gesetzt wird. Diese Funktion wird bei der Anwendung einer Busarbitrierung genutzt werden.
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2A zeigt die Übertragungscodes, die für eine Kommunikation über den Kommunikationspfad 5 verwendet werden. Jeder Code wird durch ein PWM-(Pulsweitenmodulation)-Signal beschrieben und weist eine Dauer auf, die nachstehend als das Bitintervall bezeichnet wird, wobei der Signalpegel an einer Bitgrenze vom hohen zum niedrigen Pegel wechselt und innerhalb des Bitintervalls vom niedrigen zum hohen Pegel wechselt. In dieser Ausführungsform bildet der niedrige Pegel eines Kommunikationspfadsignals einen dominanten Pegel und der hohe Pegel einen rezessiven Pegel. Es werden zwei Arten von PWM-Signalen (d.h. die jeweils verschiedene Tastverhältnisse aufweisen) als Codes verwendet, um jeweils Bits des Wertes 1 und Bits des Wertes 0 zu beschreiben. Ein Code, bei dem der Anteil des dominanten Pegels länger als der Anteil des rezessiven Pegels ist, wird als der dominante Code bezeichnet (entsprechend einem Binärwert 0 in der vorliegenden Ausführungsform), während der andere Code, bei der der Anteil des dominanten Pegels kürzer als der Anteil des rezessiven Pegels ist, als der rezessive Code bezeichnet wird (entsprechend einem Binärwert 1 in der vorliegenden Ausführungsform).
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Insbesondere bleibt der rezessive Code in dieser Ausführungsform während 1/3 des Bitintervalls beim niedrigen Pegel und die verbleibenden 2/3 dieses Intervalls beim hohen Pegel, während der dominante Code während 2/3 des Bitintervalls beim niedrigen Pegel bleibt und das verbleibende 1/3 des Intervalls beim hohen Pegel bleibt. Wenn auf dem Kommunikationspfad 5 eine Kollision zwischen einem dominanten Code und einem rezessiven Code auftritt, wird der dominante Code bei der Busarbitrierung gewählt.
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Ein Intervall, in dem der rezessive Code fortlaufend für länger als eine bestimmte Anzahl von Bits (in dieser Ausführungsform 11 Bits) auf dem Kommunikationspfad 5 erscheint, wird als ein IFS (Inter-Frame Space oder minimaler zeitlicher Abstand zwischen zwei gesendeten Datenrahmen auf dem Übertragungsmedium) bezeichnet. Ein Zustand, in dem der IFS erfasst wird, wird als der Ruhezustand bezeichnet. Im Fahrzeugkommunikationssystem 1 kann dann, wenn der Ruhezustand auf dem Kommunikationspfad 5 auftritt, jeder Knoten 3 senden. Nachdem ein Senden begonnen hat, stoppt jeder Knoten, der erfasst, dass er bei der Busarbitrierung nicht erfolgreich war, unmittelbar das Senden, und setzt einzig der Knoten, der bei der Arbitrierung erfolgreich war, das Senden fort, d.h., es wird eine Art von CSMA/CA-(Carrier Sense Multiple Access/Collision Avoidance oder Mehrfachzugriff mit Trägerprüfung und Kollisionsvermeidung)-Steuerung angewandt.
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Ein Datenrahmen, der für eine Kommunikation zwischen jeweiligen Knoten 3 verwendet wird, beginnt, wie in 2B gezeigt, mit einem Header, der bestimmt, ob Daten, die im Rahmen befördert werden, gesendet werden dürfen, gefolgt von einem Antwortabschnitt variabler Länge, der die Dateninhalte aufweist, die zu senden sind.
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Der Header weist eine ID (Kennung) auf, die eine Erlaubnis für die zu sendenden Daten kennzeichnet, d.h. deren Wert anzeigt, ob bei der Busarbitrierung ein Erfolg erzielt wird. Zusätzlich zu den Dateninhalten, die zu senden sind, weist der Antwortabschnitt ebenso Größeninformation, die die Größe der Daten bestimmt, und einen CRC (Cyclic Redundancy Code oder zyklische Redundanzprüfung) zur Fehlererkennung auf.
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(Knoten)
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Einer der Knoten 3, der als der Takt-Master 3a bestimmt ist, sendet die vorstehend beschriebenen sich wiederholenden rezessiven Codes während jedes IFS über den Kommunikationspfad 5 an jeden der anderen Knoten (als die Standardknoten 3b bezeichnet), und zwar zur Verwendung als ein Taktsignal, um eine taktsynchronisierte Kommunikation zu ermöglichen. In dieser Ausführungsform ist der Takt-Master 3a die Körper-/Scheibenwischer-ECU. Die Konfiguration des Takt-Masters 3a unterscheidet sich nur teilweise von derjenigen eines Standardknotens 3b. Nachstehend wird der Takt-Master 3a einzig bezüglich dieser unterschiedlichen Punkte beschrieben.
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Jeder Knoten 3 weist, wie in 3 gezeigt, einen Signalverarbeitungsabschnitt 10 und einen Transceiver 20 auf. Der Signalverarbeitungsabschnitt 10 führt verschiedene Verarbeitungen, die diesem Knoten zugeordnet sind, auf der Grundlage von Information aus, die durch eine Kommunikation mit anderen Knoten 3 über den Kommunikationspfad 5 erhalten wird. Der Transceiver 20 führt eine PWM-Codierung von NRZ-codierten Sendedaten TXD aus, die vom Signalverarbeitungsabschnitt 10 bereitgestellt werden, um Sendedaten TX zu erhalten, und gibt die Sendedaten TX an den Kommunikationspfad 5. Ferner decodiert der Transceiver 20 PWM-codierte Daten RX, die über den Kommunikationspfad 5 empfangen werden, um NRZ-codierte Empfangsdaten RXD zu erhalten, die an den Signalverarbeitungsabschnitt 10 gegeben werden.
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(Signalverarbeitungsabschnitt)
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Der Signalverarbeitungsabschnitt 10 basiert auf einem Mikrocomputer gewöhnlicher Bauart mit einer CPU, einem ROM, einem RAM, E/A-Ports und dergleichen, der in Verbindung mit einem UART (Universal Asynchronous Receiver/Transmitter) 11, der zur asynchronen seriellen Datenübertragung eingesetzt wird, und einem Schwingkreis 12, der ein Betriebstaktsignal zum Betreiben des Signalverarbeitungsabschnitts 10 erzeugt, arbeitet.
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Daten werden vom UART 11 in Einheiten von Blöcken gesendet und empfangen, wobei die Konfiguration eines Datenblockes in der 2C gezeigt ist. Der Datenblock beginnt mit einem Ein-Bit-Startbit, bei dem das Signal für die Dauer eines Bitintervalls beim niedrigen Pegel verbleibt, und endet mit einem Stoppbit (hoher Pegel), wobei acht Bits an Daten zwischen dem Stoppbit und dem Startbit angeordnet sind, was eine Gesamtlänge von 10 Bits ergibt. Der Hauptabschnitt (8-Datenbits) beginnt und endet mit einem LSB bzw. einem MSB.
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Die Datenblöcke werden in Einheiten von Rahmen gesendet und empfangen, wobei die Konfiguration eines Datenrahmens in der 2B gezeigt ist. Der Rahmen beginnt mit einem Rahmen-Header, gefolgt von einem Antwortabschnitt, der aus einem oder mehreren Datenblöcken besteht. Der Rahmen-Header ist ein einzelner Datenblock, der aus 8 Datenbits und Stopp- und Start-Bits aufgebaut ist, wobei die 8 Datenbits aus 7 ID-Bits und einem Paritätsbit bestehen. Der erste Datenblock des Antwortabschnitts übermittelt Größeninformation.
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Im Falle des Takt-Masters 3a erzeugt der Schwingkreis 12 (zusätzlich zur Erzeugung des Betriebstaktsignals gemäß obiger Beschreibung), wie in 3 gezeigt, ebenso ein internes Taktsignal CK mit einer Frequenz (in dieser Ausführungsform 20 Kbps) gleich der Kommunikationsrate des UART 11, das an den Transceiver 20 gegeben wird.
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(Transceiver)
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Der Transceiver 20 ist aus einem Codierabschnitt 31, einem Decodierabschnitt 32, einem Arbitrierungsabschnitt 33, einem Analogsignalverarbeitungsabschnitt 40, einer Wellenform-Formungsschaltung 41, einem Sendepuffer 42, einem Empfangspuffer 43 und einem Timingsignalerzeugungsabschnitt 50 aufgebaut. Der Codierabschnitt 31 codiert die Sendedaten TXD, und der Decodierabschnitt 32 decodiert die Empfangsdaten RX. Der Digitalverarbeitungsabschnitt 30 weist einen Arbitrierungsabschnitt 33 auf, der Kollisionen zwischen Daten in Biteinheiten erfasst. Der Analogsignalverarbeitungsabschnitt 40 weist eine Wellenform-Formungsschaltung 41, einen Sendepuffer 42 und einen Empfangspuffer 43 auf. Die Wellenform-Formungsschaltung 41 führt eine Wellenformung der Sendedaten TX, die vom Digitalverarbeitungsabschnitt 30 erzeugt werden, aus, um Rauschen zu unterdrücken. Der Sendepuffer 42 dient als eine Ansteuerschaltung, die wellengeformte Sendedaten an den Kommunikationspfad 5 ausgibt, und der Empfangspuffer 43 erfasst Empfangsdaten RX vom Kommunikationspfad 5. Der Timingsignalerzeugungsabschnitt 50 erzeugt verschieden Timingsignale, die für den Betrieb des Digitalverarbeitungsabschnitts 30 benötigt werden.
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(Timingsignalerzeugungsabschnitt 50)
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Der Timingsignalerzeugungsabschnitt 50 weist eine einfache Art von Schwingkreis, wie beispielsweise einen Ringoszillator (der aus mehreren Invertern gebildet, die in einer Ringkonfiguration verschaltet sind), auf. Ein vom Schwingkreis erzeugtes Taktsignal wird in der Frequenz geteilt, um verschiedene Timingsignale zu gewinnen, die mit einem Referenztaktsignal synchronisiert sind. Im Falle des Takt-Masters 3a ist das Referenztaktsignal das interne Taktsignal CK, das vom Signalverarbeitungsabschnitt 10 bereitgestellt wird. Im Falle jedes Standardknotens 3b wird das Referenztaktsignal aus den Empfangsdaten RX, d.h. aus rezessiven Codes, die vom Takt-Master 3a während jedes IFS wiederholt an den Kommunikationspfad 5 gegeben werden, gewonnen (d.h. damit synchronisiert).
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(Digitalverarbeitungsabschnitt)
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Zunächst gibt der Codierabschnitt 31 sowohl im Falle eines Standardknotens 3b als auch im Falle des Takt-Masters 3a, wenn Sendedaten TXD, die einen 1-Zustands-Wert beschreiben, vom Signalverarbeitungsabschnitt 10 bereitgestellt werden, den rezessiven Code als die Sendedaten TX an die Wellenform-Formungsschaltung 41. Wenn Sendedaten TXD, die einen 0-Zustands-Wert beschreiben, bereitgestellt werden, gibt der Codierabschnitt 31 den dominanten Code als die Sendedaten TX aus.
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Im Digitalverarbeitungsabschnitt 30 unterscheidet sich der Betrieb des Codierabschnitts 31 eines Standardknotens 3b jedoch wie folgt von demjenigen des Takt-Masters 3a. Der Codierabschnitt 31 des Takt-Masters 3a ist derart konfiguriert, dass der Codierabschnitt 31, solange keine Sendedaten TXD vom Signalverarbeitungsabschnitt 10 bereitgestellt werden, d.h. während jedes IFS, wiederholt den rezessiven Code (entsprechend einem 1-Zustands-Bit) als die Sendedaten TX erzeugt. Die aufeinander folgenden rezessiven Codes werden so, während jedes IFS, fortlaufend über den Kommunikationspfad 5 an jeden der Standardknoten 3b zur Verwendung als ein Taktzeitpunktreferenzsignal gegeben.
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Das Zeitdiagramm der 4 zeigt Signalverhältnisse, wenn codierte Daten von einem Standardknoten 3b während eines IFS gesendet werden. Der Codierer 31 des Transceivers 20 erhält die Sendedaten TX, die an die Wellenform-Formungsschaltung 41 gegeben werden, indem er die Sendedaten TXD in einen NRZ-(Non-Return-to-Zero)-Code codiert.
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Wenn die Sendedaten TXD ein 1-Zustands-Bit beschreiben, werden die Daten TX, wie gezeigt, für die Dauer des entsprechenden Bitintervalls auf den inaktiven Pegel gesetzt. Wenn die Daten TXD ein 0-Zustands-Bit beschreiben, wechseln die Sendedaten TX an dem Zeitpunkt zum aktiven Pegel, an dem die nächste abfallende Flanke der Empfangsdaten RX erfasst wird, und kehren die Sendedaten TX nach einer vorbestimmten Dauer (vor dem Ende des entsprechenden Bitintervalls) zum inaktiven Pegel zurück.
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Das unterste Zeitdiagramm in der 4 zeigt das resultierende Signal, das auf dem Kommunikationspfad 5 erscheint, wenn die gesendete Bitsequenz 0,1,0,1,1,0,0 ist. In jedem Bitintervall entsprechend einem 1-Zustands-Bit wird der rezessive Code, der vom Takt-Master 3a ausgegeben wird, unverändert auf dem Kommunikationspfad übertragen. In jedem Bitintervall entsprechend einem 0-Zustands-Bit überschreiben die Sendedaten TX (dominanter Code) einen rezessiven Code, der momentan beginnt, auf dem Kommunikationspfad 5 zu erscheinen (vom Takt-Master 3a ausgegeben), mit dem dominanten Code, d.h. der rezessive Code wird durch den dominanten Code ersetzt. Genauer gesagt, dieses Überschreiben beginnt, wie in 6 gezeigt, beim Abschluss (oder unmittelbar nach dem Abschluss) der Vorderflanke des empfangenen rezessiven Codes.
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Der Decodierabschnitt 32 des Transceivers 20 decodiert die vom Empfangspuffer 43 erfassten Empfangsdaten RX (PWM-codierte Daten), wie in 3 gezeigt, in eine NRZ-codierte Form. Die resultierenden decodierten Empfangsdaten RXD werden an den Signalverarbeitungsabschnitt 10 gegeben. Durch eine Messung von jeder Grenzflanke als ein Startpunkt gewinnt der Decodierabschnitt 32 die Dauer, für die der dominante Pegel fortgesetzt wird, bis ein Übergang zum rezessiven Pegel auftritt. Wenn die gemessene Dauer einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet, wird beurteilt, dass ein 0-Wert-Bit (dominanter Code) empfangen wird, während andernfalls beurteilt wird, dass ein 1-Wert-Bit (rezessiver Code) empfangen wird.
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Der Arbitrierungsabschnitt 33 vergleicht die Sendedaten TXD mit den Empfangsdaten RXD in Einheiten von Bits und stoppt die Bereitstellung der Sendedaten TXD an den Codierabschnitt 31, wenn die jeweiligen Signalpegel nicht übereinstimmen.
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(Analogverarbeitungsabschnitt)
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5 zeigt die Konfiguration des Sendepuffers 42 und des Empfangspuffers 43 von jedem der Knoten 3 und der Wellenform-Formungsschaltung 41 eines Standardknotens 3b. Der Sendepuffer 42 verwendet einen Transistor, der in einer Open-Collector-Schaltung mit dem Kommunikationspfad 5 verbunden ist, um eine Busarbitrierung zu ermöglichen. Der Empfangspuffer 43 des Analogsignalverarbeitungsabschnitts 40 basiert auf einem Komparator, der das Empfangsdaten RX mit einem hohen Pegel ausgibt, wenn der auf dem Kommunikationspfad 5 erscheinende Signalpegel über einem vorbestimmten Schwellenwert liegt, und andernfalls das Signal RX mit einem niedrigen Pegel ausgibt.
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Die Wellenform-Formungsschaltung 41 weist, wie in 5 gezeigt, einen Wellenform-Formungsabschnitt 411, einen Stromschaltabschnitt 412, eine Verzögerungsschaltung 413 und eine Gate-Schaltung 414 auf. Nachstehend wird der Betrieb der Wellenform-Formungsschaltung 41 unter Bezugnahme auf die in der 6 gezeigten Zeitdiagramme beschrieben. Die Verzögerungsschaltung 413 dient zur Verzögerung der Sendedaten TX, die vom Codierabschnitt 31 bereitgestellt werden, um verzögerte Sendedaten TXd auszugeben. Der Wellenform-Formungsabschnitt 411 führt eine Funktion ähnlich einem Tiefpassfilter aus, um die Wellenform des Signals zu formen, das die verzögerten Sendedaten TXd beschreibt, damit diese Flanken geeigneter Neigung aufweist, wobei das resultierende Signal als das geformte Signal TXr bezeichnet wird, das an den Sendepuffer 42 gegeben wird, um als ein Ausgangsansteuersignal zu dienen. Der Wellenform-Formungsabschnitt 411 wird in Übereinstimmung mit einem Pegel eines (DC) Ansteuerstroms gesteuert, der an diesen gegeben wird. Insbesondere wird, während ein Ansteuerstrom eines verhältnismäßig hohen Wertes zugeführt wird, die Neigung einer Flanke des geformten Signals TXr steiler ausgebildet als dann, wenn ein Ansteuerstrom eines verhältnismäßig niedrigen Wertes zugeführt wird.
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Im Falle eines Standardknotens 3b nimmt der Stromschaltabschnitt 412 ein Umschalten des Pegels des Ansteuerstroms, der in den Wellenform-Formungsabschnitt 411 gespeist wird, in Übereinstimmung mit dem Signalpegel der Sendedaten TX vom Codierabschnitt 31 vor. Dieses erfolgt derart, dass der in den Wellenform-Formungsabschnitt 411 gespeiste Ansteuerstrom dann, wenn die Sendedaten TX den aktiven Pegel aufweisen, höher ausfällt als dann, wenn sie den inaktiven Pegel aufweisen.
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Wenn ein Freigabesignal EN bei einem aktiven Pegel gehalten wird (wie im Falle eines Standardknotens 3b), gibt die Gate-Schaltung 414 die Sendedaten TX an den Stromschaltabschnitt 412, um ein Umschalten des in den Wellenform-Formungsabschnitt 411 gespeisten Ansteuerstroms zu steuern. Im Falle des Bus-Masters 3a wird das Freigabesignal EN bei einem inaktiven Pegel gehalten, wodurch bewirkt wird, dass die Gate-Schaltung 414 ein Signal mit dem inaktiven Pegel der Sendedaten TX unverändert bereitstellt, um den Stromschaltabschnitt 412 zu steuern.
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Die Verzögerungsschaltung 413 dient zur Gewährleistung, dass der Stromschaltabschnitt 412 eines Standardknotens 3b in einen geeigneten Zustand wechselt (Zustand hohen Stromes oder niedrigen Stromes), und zwar vor jedem Flankenzeitpunkt der verzögerten Sendedaten TXd.
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Im Falle des Takt-Masters 3a wird das Freigabesignal EN derart festgelegt, dass der niedrige Wert des Ansteuerstroms vom Stromschaltabschnitt 412 fortlaufend an den Wellenform-Formungsabschnitt 411 gegeben wird. Dies führt dazu, dass die Wellenform-Formungsschaltung 41 des Takt-Masters 3a das geformte Signal TXr bildet, wobei jede Vorderflanke und Hinterflanke einen gleichen Grad an Flankensteilheit aufweist.
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Im Falle eines Standardknotens 3b werden die Flanken des geformten Signals TXr, wie in 6 gezeigt, wie folgt geformt. Wenn eine abfallende Flanke des Empfangssignals RX erscheint, wechseln die Sendedaten TX vom Codierabschnitt 31 vom inaktiven Pegel zum aktiven Pegel. Das von der Gate-Schaltung 414 an den Stromschaltabschnitt 412 gegebene Steuersignal wechselt so unmittelbar zum aktiven Pegel. Da der Pegel des an den Wellenform-Formungsabschnitt 411 gegebenen Ansteuerstroms somit erhöht wird, führt dies dazu, dass eine Vorderflanke des geformten Signals TXr, wie in 6 gezeigt, mit einer verhältnismäßig steilen Neigung geformt wird.
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Anschließend wird, wenn eine ansteigende Flanke (Hinterflanke) der Sendedaten TX erscheint (d.h. das Signal, das als ein Schaltsteuersignal über die Gate-Schaltung 414 an den Stromschaltabschnitt 412 gegeben wird, den inaktiven Pegel annimmt), der Pegel des Ansteuerstroms, der vom Stromschaltabschnitt 412 in den Wellenform-Formungsabschnitt 411 gespeist wird, niedrig. Dies führt dazu, dass die entsprechende ansteigende Flanke (Hinterflanke) des geformten Signals TXr mit einer Neigung geformt wird, die einen geringeren Grad an Steilheit als die Vorderflanke aufweist.
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Im Falle des Takt-Masters 3a wird jede ansteigende Flanke und abfallende Flanke des geformten Signals TXr mit einer Neigung geformt, die einen Grad an Steilheit gleich demjenigen einer Hinterflanke des Signals TXr eines Standardknotens 3b aufweist, wie in 6 gezeigt.
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Um das Verständnis zu erleichtern, ist die Änderung des geformten Signals TXr in der 6 derart gezeigt, dass sie in der Polarität mit der Änderung des Signals übereinstimmt, das auf dem Kommunikationspfad 5 erscheint. Wie jedoch aus der Abbildung der Ausgangsschaltung 42 (5) ersichtlich wird, ist die Polaritätsänderung von TXr umgekehrt zu derjenigen, die in der 6 gezeigt ist. D.h., das auf dem Kommunikationspfad 5 erscheinende Signal wird auf den dominanten Pegel herabgesetzt, wenn ein Transceiver 20 das geformte Signal TXr mit dem aktiven (hohen) Pegel erzeugt.
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(Effekte)
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Bei dem vorstehend beschriebenen Fahrzeugkommunikationssystem 1 wird die Wellenform des geformten Signals TXr (das Sendedaten TX beschreibt), das von einem Transceiver 20 eines Standardknotens 3b erzeugt wird, durch den Wellenform-Formungsabschnitt 411 des Transceivers 20 derart geformt, dass jede Vorderflanke und Hinterflanke eine graduelle Neigung aufweisen. Insbesondere wird jedoch jede Vorderflanke mit einer steileren Neigung als jede Hinterflanke geformt. Das geformte Signal TXr steuert den Sendepuffer 42 des Transceivers 20 derart, dass dann, wenn das geformte Signal TXr einen dominanten Code beschreibt, dieser Code einem rezessiven Code, der momentan von einem anderen Transceiver (dem Takt-Master 3a) an den Kommunikationspfad 5 ausgegeben wird, überlagert wird.
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Daraus ergeben sich die folgenden Vorteile. Bei einem Standardknoten 3b erscheint die Hinterflanke eines dominanten Codes, der durch das geformte Signal TXr beschrieben wird, wie in 6 gezeigt, im Ansprechen auf eine Grenzflanke des Signals, das auf dem Kommunikationspfad 5 erscheint, wie dann, wenn ein rezessiver Code vom Takt-Master 3a ausgegeben wird. Das Signal TXr verbleibt anschließend während eines bestimmten Intervalls beim dominanten Pegel. Umso gradueller die Neigung der Flanken des Signals TXr wird, desto kürzer wird die Dauer dieses Intervalls. Wenn dieses Intervall übermäßig kurz ist, wird zwischen der Vorderflanke des Signals TXr und eine Hinterflanke des vom Takt-Master 3a ausgegebenen Signals, wie in 7 gezeigt, eine Überlappung auftreten. Dies führt dazu, dass ein undefiniertes Intervall auftreten wird, infolge dessen Rauschen (Ringing) auf dem Kommunikationspfad 5 erzeugt wird. Hierdurch wird die maximale Rate, mit der Daten übertragen werden können, beschränkt.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Neigung der Vorderflanke des geformten Signals TXr steiler als diejenige der Hinterflanke ausgelegt. Die Neigung der Hinterflanke des Signals (welches den dominanten Code beschreibt), das auf dem Kommunikationspfad 5 erscheint, verbleibt jedoch graduell, da diese Neigung durch den Takt-Master 3a bestimmt wird. Dies führt, wie in 7 gezeigt, dazu, dass dann, wenn der dominante Code von einem Standardknoten 3b gesendet wird, die Trennung zwischen Vorderflanke und Hinterflanke des geformten Signals TXr verringert werden kann, während gleichzeitig das Problem der Signalüberlappung verhindert wird, in einem größeren Maße als es im Stand der Technik möglich ist. Insbesondere kann, während die Übertragungsdatenrate erhöht wird, gewährleistet werden, dass die Vorderflanke des geformten Signals TXr einen Wechsel vom aktiven zum inaktiven Pegel abschließt, und zwar vor (oder im Wesentlichen nahe zu) dem Zeitpunkt, an dem das vom Takt-Master 3a ausgegebene Signal beginnt, vom dominanten Pegel zum rezessiven Pegel zu wechseln.
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Folglich kann, mit dem Transceiver 20 der obigen Ausführungsform, die Erzeugung von Rauschen aufgrund einer Überlappung zwischen gesendeten Signalen oder aufgrund von abrupten Änderungen im Signalpegel auf dem Kommunikationspfad 5 zuverlässig verhindert werden, während die Rate, mit der Daten vom Transceiver übertragen werden können, erhöht wird.
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(Weitere Ausführungsformen)
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Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die vorstehend beschriebene Ausführungsform beschränkt, sondern kann auf verschiedene Weise modifiziert werden.
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Gemäß der obigen Ausführungsform liegt der Anteil der Dauer beim dominanten Pegel beispielsweise bei 1/3 im Falle des rezessiven Codes und bei 2/3 im Falle des dominanten Codes. Es wäre jedoch gleichermaßen denkbar, diese Verhältnisse auf 1/4 für den rezessiven Code und 1/2 für den dominanten Code und dergleichen zu setzen.
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Gemäß der obigen Ausführungsform ist der Wellenform-Formungsabschnitt 411 dazu ausgelegt, die Steilheit von jeder Vorderflanke und Hinterflanke der Sendedaten (d.h. des geformten Signals TXr) abzustimmen. Es wäre jedoch gleichermaßen denkbar, jeweils getrennte Schaltungen zur Abstimmung der Steilheit der Vorderflanke und zur Abstimmung der Steilheit der Hinterflanke zu verwenden, d.h., die Schaltung, die die Steilheit von jeder Vorderflanke steuert, würde dazu ausgelegt sein, einen Ansteuerstrom höheren Pegels als die Schaltung bereitzustellen, die die Steilheit von jeder Hinterflanke steuert.
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Ferner ist, gemäß der obigen Ausführungsform, der Zustand des Freigabesignals EN (aktiv oder inaktiv) fest eingestellt. Es wäre jedoch gleichermaßen denkbar, jeden Transceiver 20 derart auszulegen, dass der Zustand des Freigabesignals EN durch den Signalverarbeitungsabschnitt 10 des Transceivers bestimmt wird.
