DE102011079253A1 - Schaltungsanordnung und verfahren zum angleichen des ladezustandes von seriell verschalteten energiespeichern - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Angleichen des Ladezustandes von seriell verschalteten Energiespeichern eines Akkumulators mit folgenden Merkmalen: – die Schaltungsanordnung weist mindestens eine Wandlerzelle auf, die parallel zu jeweils zwei zumeist benachbarten Energiespeichern geschaltet ist, – jede Wandlerzelle weist einen Transformator oder eine Speicherinduktivität, eine einzige Diode und einen einzigen Schalter auf, – parallel zu einem ersten Energiespeicher ist eine Serienschaltung der Primärwicklung des Transformators oder der Speicherinduktivität und des Schalters geschaltet, deren Enden den Eingang der Wandlerzelle bilden, – parallel zu einem seriell folgenden zweiten Energiespeicher (B2) ist eine Serienschaltung der Sekundärwicklung des Transformators oder der Speicherinduktivität und der Diode geschaltet, deren Enden den Ausgang der Wandlerzelle bilden, – der Schalter wird von einer Steuerschaltung mit einer Pulsweitenmodulation angesteuert, – die Steuerschaltung jeder Wandlerzelle arbeitet autark für sich und ist nicht mit den Steuerschaltungen weiterer Wandlerzellen verbunden. Die Erfindung betrifft ebenfalls ein Verfahren zum Angleichen des Ladezustandes von seriell verschalteten Energiespeichern, welches die oben beschriebene Steuerschaltung verwendet.

Description

• Technisches Gebiet
• Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zum Ausgleich ungleicher Ladezustände von Energiespeichern oder Spannungsquellen, z.B. galvanischen Zellen in Akkumulatoren.
• Die einzelnen Energiespeicher werden auch als Zellen bezeichnet. Die Zellen sind insbesondere in einer Reihenschaltung miteinander zu einem Akkumulator verbunden. Ein Akkumulator besteht also aus einer Reihenschaltung mehrerer Zellen. Bei typischen Akkumulatoren, wie z.B. Autobatterien, sind normalerweise nur die äußersten Anschlüsse als Akkumulatoranschlüsse zugänglich. Die inneren Verbindungen der Zellen, auch als Mittelknoten bezeichnet, befinden sich unzugänglich im Gehäuse.
• Hintergrund
• Die Erfindung geht aus von einer Vorrichtung zum Angleichen des Ladezustandes von seriell verschalteten Energiespeichern nach der Gattung des Hauptanspruchs. Seriell verschaltete Energiespeicher finden in vielerlei Gebieten Anwendung. Sie sind in Notebooks ebenso zu finden wie in Akkuschraubern, Akkurasenmähern und diversen anderen Akkumulatorbetriebenen Werkzeugen. In neuerer Zeit werden hierfür immer öfter Lithium-basierte Energiespeicher verwendet. Diese haben diverse Vorteile wie eine höhere Energiedichte, keinen Memoryeffekt und eine höhere Zellenspannung. Lithium-basierte Energiespeicher haben aber auch Nachteile: Viele Varianten dieser Speicher benötigen, wenn sie seriell in einem Akkumulator verschaltet sind, aktive Schaltungen zum Ladungsangleich, da sonst die Gefahr besteht, das die einzelnen Zellen in einem Akkumulator auseinanderlaufen. Dies bedeutet, dass die in einer Zelle gespeicherte Energie im Vergleich zu der in den anderen Zellen des Akkumulators immer unterschiedlicher wird.
• Ohne Zugänge zu besagten Mittelknoten und ohne eine entsprechende Beschaltung können die Ladezustände der einzelnen Zellen nicht beeinflusst, insbesondere nicht effizient gegenseitig ausgeglichen werden. Dies führt dann zu einem Kapazitätsverlust des Akkumulators. Da einzelne Zellen fertigungsbedingt einer gewissen Streuung unterliegen, werden z.B. durch geringfügig unterschiedliche Innenwiderstände einzelne Zellen stärker entladen als ihre Nachbarn im Verbund des Akkumulators: Dieser gilt als entladen, sobald die erste Zelle des Verbundes entladen ist, obwohl in den anderen Zellen noch Restladungen vorhanden sind. Auch beim Laden des Akkumulators wirkt sich dieser Aspekt aus, und es werden einige Zellen mehr aufgeladen als andere. Über mehrere Zyklen kann das dazu führen, dass einige Zellen einen deutlich geringeren Ladezustand haben als andere und somit deutlich früher entladen sind als der Rest im Verbund. Auf der anderen Seite kann es auch Zellen geben, die aus oben genannten Gründen einen signifikant höheren Ladezustand besitzen und damit beim Laden deutlich früher vollgeladen sind als andere Zellen des Akkumulators: Obwohl dessen n-1 Zellen noch Restladekapazitäten hätten, gilt der Akkumulator als vollgeladen, sobald seine erste Zelle vollständig aufgeladen ist. Insbesondere bei Akkumulatoren mit Lithium-Chemie stellt dies ein erhebliches Problem dar, da Zellen dieser Chemie niemals überladen oder tiefentladen werden dürfen. Auch wenn dies nicht geschieht, ist bei Auseinanderlaufen der Zellen mit einer deutlich reduzierten Zyklenfestigkeit und mit einer geringen nutzbaren Entladungstiefe des Akkumulators zu rechnen. Hieraus resultiert, dass die Reihenschaltung aus mehreren Zellen zu einem Akkumulator nur so stark ist wie dessen schwächste Zelle. Schaltungen zum Ladungsausgleich zwischen diesen Zellen können diesen Missstand lindern.
• Aus der US 6 356 055 B1 sind Ausgleichsschaltungen mit einem Gleichspannungswandler pro Zelle bekannt, die sekundär parallel zu sich selbst und zum Akkumulator geschaltet sind. Einzelne Zellen mit höherer Ladung werden über die Gleichspannungswandler entladen und die Energie über den gesamten Akkumulator verteilt. Diese Schaltung hat allerdings den Nachteil, dass die Gleichspannungswandler sekundärseitig für die volle Akkumulatorspannung ausgelegt sein müssen, was insbesondere bei Akkumulatoren für Elektroautos von Nachteil sein kann, da diese Spannungen bis zu 600 V aufweisen. Dies macht die Gleichspannungswandler teuer in der Herstellung, was um so schwerer wiegt, da bei solchen Akkumulatoren viele Zellen in Reihe geschaltet sind und somit viele Gleichspannungswandler benötigt werden. Ferner sinkt der maximal erzielbare Wirkungsgrad dieser Gleichspannungswandler mit der geforderten Spannungsübersetzung, welche beim Wandeln von ca. 4V auf z.B. 600V recht groß ist und damit den Wirkungsgrad schon von vorne herein negativ beeinflusst.
• Aus der gleichen Schrift ist auch eine Ausgleichsschaltung mit einem Gleichspannungswandler pro Zelle bekannt, bei der die einzelnen Gleichspannungswandler überschneidend miteinander verschaltet sind. Die Gleichspannungswandler benötigen allerdings 2 Schalter pro Gleichspannungswandlerzelle und sind damit aufwendig und teuer in der Herstellung.
• Aufgabe
• Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung anzugeben, die kostengünstiger in der Herstellung ist und die unabhängig von der Gesamtspannung des Akkumulators flexibel konfigurierbar ist.
• Darstellung der Erfindung
• Die Lösung der Aufgabe bezüglich der Schaltungsanordnung erfolgt erfindungsgemäß mit einer Schaltungsanordnung zum Angleichen des Ladezustandes von seriell verschalteten Energiespeichern mit folgenden Merkmalen:
• – die Schaltungsanordnung weist mindestens eine Wandlerzelle auf, die parallel zu jeweils zwei Energiespeichern aus der Serienschaltung des Akkumulators geschaltet ist,
• – jede Wandlerzelle weist einen Transformator oder eine Speicherinduktivität, eine einzige Diode und einen einzigen Schalter auf,
• – parallel zu einem ersten Energiespeicher ist eine Serienschaltung der Primärwicklung des Transformators oder der Speicherinduktivität und des Schalters geschaltet, deren Enden den Eingang der Wandlerzelle bilden,
• – parallel zu einem seriell folgenden zweiten Energiespeicher ist eine Serienschaltung der Sekundärwicklung des Transformators oder der Speicherinduktivität und der Diode geschaltet, deren Enden den Ausgang der Wandlerzelle bilden,
• – der Schalter wird von einer Steuerschaltung angesteuert,
• – die Steuerschaltung jeder Wandlerzelle arbeitet autark für sich, und ist nicht mit den Steuerschaltungen weiterer Wandlerzellen verbunden.
• Die Steuerschaltung nutzt dabei bevorzugt das Potential zwischen dem ersten und dem zweiten Energiespeicher und besonders bevorzugt das negative Potential des ersten Energiespeichers als Bezugspotential (BP), und die Potentiale der anderen Pole des ersten beziehungsweise zweiten Energiespeichers als Steuerspannungen.
• In einer ersten Ausführungsform ist die Wandlerzelle als Drosselinverswandler ausgeführt, der dem ersten Energiespeicher Energie entnimmt und in den zweiten Energiespeicher transferiert. In einer alternativen ersten Ausführungsform kann der Wandler als Boostwandler ausgeführt sein, der dem zweiten Energiespeicher Energie entnimmt und in den ersten Energiespeicher transferiert. Dies bietet den Vorteil eines einfachen und kostengünstigen Aufbaus.
• In einer zweiten Ausführungsform ist die Wandlerzelle als galvanisch getrennter Sperrwandler bzw. Flyback-Wandler ausgeführt, der dem ersten Energiespeicher Energie entnimmt und in den zweiten Energiespeicher transferiert. Diese Ausführungsform ist mit nur geringen jeweiligen technischen Anpassungen – also beispielsweise auf identischen Schaltungsträgern – überall im Akkumulator einsetzbar und damit am flexibelsten bzgl. absoluter Lage der beteiligten ersten und zweiten Energiespeicher und bzgl. Festlegung des Bezugspotentials. Durch die galvanische Trennung kann die Energie auch zwischen zwei elektrisch nicht benachbarten Energiespeichern transferiert werden. In solch einer Ausführungsform ist der erste Energiespeicher dabei bevorzugt der Energiespeicher mit dem niedrigsten Potential im Akkumulator und der zweite Energiespeicher bevorzugt der Energiespeicher mit dem höchsten Potential im Akkumulator. In einer alternativen zweiten Ausführungsform ist der zweite Energiespeicher dabei bevorzugt der Energiespeicher mit dem niedrigsten Potential im Akkumulator und der erste Energiespeicher bevorzugt der Energiespeicher mit dem höchsten Potential im Akkumulator.
• In einer alternativen zweiten Ausführungsform ist die Wandlerzelle durch einen Flyback-Wandler gebildet, der dem zweiten Energiespeicher Energie entnimmt und in den ersten Energiespeicher transferiert.
• Die Steuerschaltung steuert den Wandler dabei bevorzugt mit einer Pulsweitenmodulation an. Diese Maßnahme resultiert in einem einfachen Aufbau der Steuerschaltung.
• Die Steuerschaltung kann dabei analog oder digital aufgebaut sein.
• Die Lösung der Aufgabe bezüglich des Verfahrens erfolgt erfindungsgemäß mit einem Verfahren zum Angleichen des Ladezustandes von seriell verschalteten Energiespeichern, welches von einer Steuerschaltung mit den obigen Merkmalen ausgeführt wird. Das Verfahren bewirkt, dass die Wandlerzelle dann eingeschaltet wird, wenn die Differenz der beiden von der Steuerschaltung gemessenen Energiespeicherspannungen des ersten und des zweiten Energiespeichers einen vorbestimmten ersten Wert überschreitet. Die Wandlerzelle wird dabei bevorzugt dann ausgeschaltet, wenn die Differenz der beiden von der Steuerschaltung gemessenen Energiespeicherspannungen einen vorbestimmten zweiten Wert unterschreitet.
• In einer alternativen Ausführungsform wird die Wandlerzelle dann eingeschaltet, wenn die Spannung des ersten Energiespeichers einen ersten Wert überschreitet, und dann wieder ausgeschaltet, wenn die Spannung des ersten Energiespeichers einen zweiten Wert unterschreitet.
• Weitere vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung und des erfindungsgemäßen Verfahrens zum Angleichen des Ladezustandes von seriell verschalteten Energiespeichern ergeben sich aus weiteren abhängigen Ansprüchen und aus der folgenden Beschreibung.
• Kurze Beschreibung der Zeichnung(en)
• Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich anhand der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen sowie anhand der Zeichnungen, in welchen gleiche oder funktionsgleiche Elemente mit identischen Bezugszeichen versehen sind. Dabei zeigen:
• 1 eine erste Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit einer ersten Ausführungsform der Steuerschaltung in einem Beispiel mit 4 seriell verschalteten Energiespeichern und 3 Wandlerzellen,
• 2 eine zweite Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit einer ersten Ausführungsform der Steuerschaltung in einem Beispiel mit 4 seriell verschalteten Energiespeichern und 3 Wandlerzellen, sowie mit einer Stromsenke, die ab einer fest vorgegebenen Schwellenspannung des an die Stromsenke angeschlossenen Energiespeichers zu arbeiten beginnt,
• 3a eine dritte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit einer ersten Ausführungsform der Steuerschaltung in einem Beispiel mit 4 seriell verschalteten Energiespeichern und 4 Wandlerzellen, wobei die Messung für eine der Steuerschaltungen galvanisch getrennt ist, aber dennoch die Zellenspannungen vergleicht,
• 3b eine Schaltungsvariante mit Komparator für die in der Steuerschaltung verwendeten Schmitt-Trigger,
• 4 eine zweite Ausführungsform der Steuerschaltung in einer Wandlerzelle,
• 5 drei für die Funktion der Steuerschaltung relevante Signale,
• 6a eine dritte Ausführungsform der Steuerschaltung in einer Wandlerzelle,
• 6b eine vierte Ausführungsform der Steuerschaltung in einer Wandlerzelle mit galvanisch getrennter, aber dennoch die Zellenspannungen vergleichender Spannungsmessung,
• 7 die aus 4 bekannte zweite Ausführungsform der Steuerschaltung in einer Wandlerzelle mit galvanisch getrenntem Mittelpol und mit einer Spannungsmessung, die nur die Spannung der energieabgebenden Zelle erfasst und mit einer festen Schwelle vergleicht,
• 8 die aus 4 bekannte zweite Ausführungsform der Steuerschaltung in einer Wandlerzelle mit galvanisch getrennter Spannungsmessung, die aber dennoch die Zellenspannungen miteinander vergleicht.
• Bevorzugte Ausführung der Erfindung
• 1 zeigt eine erste Ausführungsform der erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, die drei Wandlerzellen W1 bis W3, die hier beispielhaft für vier seriell verschaltete Energiespeicher B1 bis B4 ausgelegt sind, aufweist. Jede Wandlerzelle W1 bis W3 weist einen Eingang und einen Ausgang auf. Der Eingang ist dabei parallel zu einem ersten Energiespeicher B1 angeschlossen, und der Ausgang ist parallel zu einem zweiten Energiespeicher B2 angeschlossen, der mit dem ersten Energiespeicher B1 derart seriell verschaltet ist, dass der Minuspol des ersten Energiespeichers B1 mit dem Pluspol des zweiten Energiespeichers B2 verbunden ist.
• Im Folgenden wird nun der interne Aufbau des Leistungsteils einer Wandlerzelle beschrieben. Jede Wandlerzelle W (W1, W2 ... Wx) weist eine Serienschaltung eines Schalters S (S1, S2 ... Sx) und der Primärwicklung eines Transformators TR (TR1, TR2, ... TRx) auf, die an den Eingang der Wandlerzelle gekoppelt ist. Dabei ist ein Anschluss der Primärwicklung des Transformators TR mit dem positiven Potential des Eingangs gekoppelt, und ein Anschluss des Schalters S ist mit dem negativen Potential des Eingangs gekoppelt. Jede Wandlerzelle weist eine Serienschaltung einer Diode D (D1, D2, ... Dx) und der Sekundärwicklung des Transformators TR auf, die an den Ausgang der Wandlerzelle gekoppelt ist. Dabei ist ein Anschluss der Sekundärwicklung mit dem positiven Potential des Energiespeichers an selbigem Ausgang gekoppelt, und die Anode der Diode D ist mit dem negativen Potential des Energiespeichers an selbigem Ausgang gekoppelt.
• Vorzugsweise hat der Transformator TR dabei ein symmetrisches Windungsverhältnis, so dass die Anzahl der Windungen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung gleich ist. Da die erforderliche Spannungsfestigkeit zwischen diesen zwei Wicklungen nur der doppelten (mit eingerechneten Überschwingern der geschalteten Spannungen durch S1 und D1 ca. der vierfachen) Akkuzellenspannung entspricht, ist der Transformator TR in einer besonders vorteilhaften Ausführungsform bifilar ausgebildet, d.h. zwei identische, isolierte, zuvor farblich gekennzeichnete Drähte oder Leitungen werden parallel gelegt oder sogar verdrillt und in dieser Form miteinander und gleichzeitig auf den für den Transformator vorgesehenen Wickelkörper aufgebracht. Die in den Figuren jeweils mit Punkt gekennzeichneten Enden des Transformators TR liegen bei dieser bifilaren Ausführung des Bauteils direkt nebeneinander.
• In einer weiteren Ausführungsform ist zwischen dem Anschluss des Schalters S und dem negativen Potential des Eingangs noch ein Strommesswiderstand R_Shunt geschaltet (nicht gezeigt). In einer bevorzugten Ausführungsform kann der Strommesswiderstand R_Shunt durch den inneren Serienwiderstand des Schalters S gebildet sein. Der Schalter S ist bevorzugt ein Transistor. Als Transistor kann ein Feldeffekttransistor, beispielsweise ein MOSFET, oder ein Bipolartransistor verwendet werden, je nach der eingesetzten Chemie der Energiespeicher Bx. Ein Bipolartransistor wird z.B. dann obligat, wenn die Zellenspannung eines einzelnen Energiespeichers nicht mehr ausreicht, das Gate eines MOS-FETs zu treiben. Dies ist z.B. bei NiCd- oder NiMH-Zellchemien der Fall.
• Jede Wandlerzelle weist eine Steuerschaltung Ctl auf, die die Spannung des ersten Energiespeichers z.B. B1 mit der Spannung des zweiten Energiespeichers z.B. B2 vergleicht und die Wandlerzelle z.B. W1 einschaltet, wenn der erste Energiespeicher z.B. B1 eine höhere Spannung aufweist als der zweite Energiespeicher z.B. B2. Die Wandlerzelle W1 entlädt dann den ersten Energiespeicher B1 und lädt mit dieser Energie den zweiten Energiespeicher B2 auf.
• Im Folgenden wird nun eine erste Ausführungsform der Steuerschaltung Ctl beschrieben. Dazu weist die Steuerschaltung Ctl einen Spannungsteiler aus zwei Widerständen R1 und R2 (R21, R31 ... Rx1 und R22, R32 ... Rx2) auf, der mit dem Pluspol des ersten Energiespeichers B1 und mit dem Minuspol des zweiten Energiespeichers B2 verbunden ist. Der Mittelpunkt des Spannungsteilers ist auf den ersten Eingang einer Vergleicherschaltung, in diesem Ausführungsbeispiel ein Schmitt-Trigger, geführt. Der zweite Eingang der Vergleicherschaltung ist mit dem Verbindungspunkt des ersten und des zweiten Energiespeichers verbunden. Mit dieser Anordnung wird eine Unsymmetrie zwischen den beiden Energiespeicherspannungen detektiert. Ist die Spannung des ersten Energiespeichers B1 um einen vorbestimmten Wert größer als die Spannung des zweiten Energiespeichers B2, so ist der Ausgang der Vergleicherschaltung auf high, beziehungsweise logisch 1. Dieser Ausgang ist mit dem Schalteingang enable einer Ansteuerschaltung PWM für den Schalter S, hier dem ersten Schalter S1, verbunden. Dieser Schalteingang kann die Ansteuerung bzw. Taktung des Transistors S generell ein- und ausschalten. Bevorzugt ist die Ansteuerschaltung PWM eine Pulsweitenmodulationsschaltung, die die Schalter mit einer Pulsweitenmodulation ansteuert, solange die Zellenspannungen differieren. Die Schalter sind dabei bevorzugt Transistoren, besonders bevorzugt MOSFETs. In der hier dargestellten bevorzugten Ausführungsform wird der Kanalwiderstand des MOSFETs im Ein-Zustand RDSon als Shunt bzw. Strommesswiderstand für die Strommessung im Primärkreis der Wandlerzelle benutzt. Nachdem der RDSon der verwendeten Silizium-MOSFETs eine signifikante Temperaturabhängigkeit aufweist, besitzt die Steuerschaltung Ctl eine Temperaturkompensation, die diesen Effekt weitestgehend eliminiert. Anderenfalls führt derselbe Effekt zu einer Rückregelung der übertragenen Leistung in der Wandlerzelle bei Erwärmung derselben, was ebenso wünschenswert ist, da es sich hierbei um eine inhärente Übertemperaturrückregelung (= Selbstschutzfunktion) handelt.
• Für die Ansteuerung des Schalters beziehungsweise Transistors S weist die Ansteuerschaltung PWM einen Ansteuerausgang Out auf. Für die Strommessung weist die Steuerschaltung PWM einen Messeingang Sense auf.
• Erfindungsgemäß sind nun n – 1 Wandlerzellen mit n Energiespeichern derart verschaltet, dass der Eingang der ersten Wandlerzelle W1 parallel zum ersten Energiespeicher B1 ist, der Ausgang der ersten Wandlerzelle W1 parallel zum zweiten Energiespeicher B2 und parallel zum Eingang einer zweiten Wandlerzelle W2. Der Ausgang der zweiten Wandlerzelle W2 ist parallel zum einem dritten Energiespeicher B3 und parallel zum Eingang einer dritten Wandlerzelle W3 usw. Der Ausgang der n – 1-ten Wandlerzelle W(n – 1) ist dann parallel zum n-ten Energiespeicher Bn geschaltet, der bevorzugt mit höherer Kapazität ausgeführt ist. Dies deswegen, weil jeglicher Umladevorgang zwischen den Energiespeichern immer von ‚oben’ nach ‚unten’ geschieht, also vom ersten Energiespeicher B1 zum zweiten Energiespeicher B2, vom zweiten Energiespeicher B2 zum dritten Energiespeicher B3 usw., bis die Ladung im n-ten, dem ‚untersten’ Energiespeicher Bn ankommt, der damit etwas weiter aufgeladen wird als die restlichen Energiespeicher. Der unterste Energiespeicher Bn ist daher vorzugsweise mit gegenüber den anderen Energiespeichern erhöhter Kapazität ausgeführt.
• Dieser kann dann z.B. als Quelle für eine Hilfsspannung dienen, damit er nicht mit der Zeit überladen wird. Um eine Überladung zu vermeiden, wird in einer zweiten Ausführungsform, die in 2 gezeigt ist, die überschüssige Ladung in eine Stromsenke CD geleitet. Die Stromsenke CD kann als n-te ‚Wandlerzelle’ angesehen werden, die aber die überschüssige Ladungsenergie nicht an eine andere Stelle des Akkumulators transportiert, sondern diese Energie verbraucht. Als einfachste Form sind diese Verbraucher ohmsche Widerstände R₄₃ und R₄₈, die die überschüssige Ladungsenergie in Wärme umwandeln. Damit wird sichergestellt, dass der n-te, im vorliegenden Ausführungsbeispiel der vierte Energiespeicher B4 nicht überladen werden kann. In solch einer Anordnung muss der n-te, also gewissermaßen der ‚unterste’ Energiespeicher auch nicht mehr mit erhöhter Kapazität ausgeführt sein.
• Im Unterschied zu den drei darüberliegenden Wandlerzellen mit ihren dazugehörigen Steuerschaltungen Ctl weist die Schaltung CD eine vereinfachte Steuerung auf: Der Meßspannungsteiler aus R41 und R42 erstreckt sich nur über die Spannung eines Energiespeichers, hier B4, und erzeugt somit an seinem Mittelpunkt, der mit dem Pluseingang des Schmitt-Triggers verbunden ist, ein Potential oberhalb des Minuspols des untersten Energiespeichers. Dieser scheinbare Nachteil ermöglicht es aber, aus derselben Spannung des untersten Energiespeichers mittels R44 und der Zenerdiode Vref eine feste Referenz zu bilden, die mit dem Minuseingang des Schmitt-Triggers verbunden ist, und mit der somit die Messung aus R41 und R42 verglichen wird. Schaltet der Ausgang des Schmitt-Triggers Rv auf high bzw. Logisch 1 und damit Q4 ein, wird der Strom durch den Lastwiderstand R43 in Q4 durch den Emitterwiderstand R48 begrenzt.
• 3a zeigt eine dritte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in einem Beispiel mit ebenfalls 4 seriell verschalteten Energiespeichern B1 bis B4 und 4 Wandlerzellen W1 bis W4. Hier ist die Stromsenke der vorigen Ausführungsform durch einen vierten Wandler W4 ersetzt, der die überschüssige Ladungsenergie wieder dem ersten Energiespeicher B1 zuführt. Der Eingang der vierten Wandlerzelle W4 ist somit parallel zum vierten Energiespeicher B4 geschaltet, und der Ausgang der vierten Wandlerzelle W4 ist zum ersten Energiespeicher B1 parallel geschaltet. Allgemein gesagt ist der Eingang der n-ten Wandlerzelle Wn parallel zum n-ten Energiespeicher Bn geschaltet, und der Ausgang der n-ten Wandlerzelle Wn ist parallel zum ersten Energiespeicher B1 geschaltet. Die n-te Wandlerzelle Wn ist damit die einzige, deren Eingang galvanisch vom Ausgang getrennt sein muss, und deren Spannungsfestigkeit mindestens auf die Gesamtspannung des Akkumulators ausgelegt sein muss, was sich wesentlich auf die Konstruktion des Transformators Tr4, insbesondere die seiner Wicklungsisolierungen, und auf die Ausgestaltung der Messschaltung auswirkt.
• Alle anderen Wandlerzellen W1 bis W(n – 1) können einfacher aufgebaut sein, da an ihnen als Maximalspannung lediglich die Spannung zweier Energiespeicher anliegt. Es findet also eine Umschichtung der Ladung statt, die vom ersten Energiespeicher B1 sukzessive bis zum letzten Energiespeicher Bn geschoben wird, um von dort dann wieder zum ersten Energiespeicher B1 transferiert zu werden. Die Ladung wird also reihum verschoben, und zwar so lange, bis alle Energiespeicher gleiches Ladungsniveau aufweisen. Durch das Prinzip, dass die Ladung immer nur vom ‚höheren’ zum ‚niedrigeren’ Energiespeicher verschoben wird, können die Wandlerzellen sehr einfach, kompakt und kostengünstig realisiert werden. Eine zentrale Steuerung wird nicht benötigt, die einfachen Steuerungen der Wandler betrachten lediglich die Zellenspannungen zweier seriell geschalteter Energiespeicher und vergleichen diese miteinander. Durch die überlappende Verschaltung der einzelnen Wandlerzellen kommt die Schaltungsanordnung ohne zentrale Steuerung aus. Dieses Prinzip ist sehr flexibel, da immer gleiche Wandlerzellen produziert werden können, und damit praktisch sämtliche Akkumulatorgrößen ungeachtet der Gesamtakkumulatorspannung mit Ladungsausgleich versehen werden können. Dazu ist lediglich pro Akkumulatorzelle eine Wandlerzelle notwendig. Lediglich die unterste Wandlerzelle muss in ihrer Spannungsfestigkeit an die Gesamtakkumulatorspannung angepasst sein. Eine ausführliche Beschreibung der zum Spannungsvergleich zwischen unterster und oberster Zelle eingesetzten Optokoppler-Messschaltung befindet sich weiter unten in Zusammenhang mit 6b.
• 3b zeigt eine alternative Vergleicherschaltung zu dem in den 1 bis 3a gezeigten Schmitt-Trigger, die aus einem Komparator gebildet ist, und durch Rückkopplung mittels eines Widerstandes Rx5 eine Hysterese aufweist. Genauer gesagt wird das Komparator- oder Operationsverstärker-Ausgangssignal über Rx5 auf den hochohmig beschalteten positiven Eingang desselben Verstärkers rückgekoppelt, also mitgekoppelt. Die Hysteresebreite ergibt sich aus dem Verhältnis zwischen Rx5 und der Parallelschaltung aus Rx1 mit Rx2.
• 4 zeigt eine Wandlerzelle mit einer zweiten Ausführungsform der Steuerschaltung Ctl. In dieser zweiten Ausführungsform ist die Steuerschaltung Ctl inklusive der nötigen PWM-Funktion mit Operationsverstärkern aufgebaut. Die Spannungsteiler aus R4 und R6 sowie aus R7 bis R9 ermöglichen es, alle beteiligten Verstärker nur mit der einen Zellenspannung des zugehörigen Energiespeichers B1 zu versorgen anstatt mit der Serienspannung der beiden (meist) benachbarten Energiespeicher B1 und B2, die vom betrachteten Wandler ent- bzw. geladen werden. Dadurch bleibt die modulare Aufbauweise erhalten, denn insbesondere bei dem Wandler für den ‚untersten’ Energiespeicher, dessen Überschussladung ja an den ‚obersten’ Energiespeicher abgegeben werden soll, ist die Versorgung der zugehörigen Steuerung durch beide Zellenspannungen gleichzeitig aufgrund der nötigen Potentialtrennung unmöglich. Dadurch ergibt sich, dass das Referenzpotential für die gesamte Steuerung, welches durch die weiter unten noch näher beschriebene Spannung Vp am positiven Pol des Eingangsvergleichsmessverstärkers U3 gegeben ist, etwa 0,7V ... 1,0V über dem Bezugspotential BP liegt. Diese Verschiebung des Referenzpotentials nach oben wird dadurch ausgeglichen, dass der Widerstand R1 des vergleichenden Messspannungsteilers etwas niederohmiger dimensioniert wird als der Widerstand R2.
• Obwohl es dadurch so aussieht, als ob das Meßergebnis neben dem Vergleich der Zellenspannungen der Energiespeicher B1 und B2 auch von der Absolutspannung des Energiespeichers B1 abhängt, zeigt die folgende kurze Berechnung, dass die Absolutspannungen keinerlei Auswirkung auf das Ergebnis der Vergleichsmessung haben. Der Operationsverstärker U3 dient zur Erkennung, wann und um wieviel der Energiespeicher B1 eine höhere Spannung (die ja ein Maß für den Ladezustand des Energiespeichers ist) als der Energiespeicher B2 aufweist. U3 stellt den vergleichenden Eingangsmessverstärker dar und wird als einziger im linearen Bereich betrieben, was an der proportionalen, also ohmschen Rückkopplung seines Ausgangs über den Widerstand R3 auf seinen hochohmig beschalteten negativen Eingang, also an seiner Gegenkopplung zu erkennen ist.
• Die zum Nachweis einer echten Vergleichsmessung nötige Fragestellung lautet: Kippt der nicht gegengekoppelte Messverstärker U3, wenn die Spannungen Vb1 und Vb2 der beiden beteiligten Energiespeicher B1 und B2 zwar untereinander gleich bleiben, sich jedoch in ihren Absolutwerten verändern? Dazu müssen die Spannungen Vp und Vn (jeweils gemessen gegenüber BP) am positiven bzw. negativen Eingang des Messverstärkers U3 betrachtet werden: Sie müssen immer gleich bleiben, damit U3 nicht kippt, also damit sein Messergebnis unabhängig von den Absolutspannungen bleibt: Vb1 = Vb2 = V + dV.
• Das Referenzpotential Vp berechnet sich zu Vp = ((V + dV)·R6)/(R4 + R6).
• Damit die Ruheströme durch die beiden am Verstärker U3 angeschlossenen Spannungsteiler gleich sind, womit für die Gleichheit zwischen Vp und Vn optimale Startbedingungen bereitgestellt werden, gilt: R1 = R4.
• Oben angesprochene Kompensation durch den Widerstand R2, der hochohmiger als R1 gewählt werden muss, lässt sich damit allgemeingültig quantifizieren: R2 = 2·R6 + R1 = 2·R6 + R4.
• Somit lautet die Gleichung für die Messeingangsspannung Vn: Vn = (2·(V + dV)·R2)/(R1 + R2) – (V + dV) = = (2·(V + dV)·(2R6 + R4))/(2R6 + 2R4) – (V + dV) = = ((V + dV)·(2R6 + R4) – (R6 + R4)·(V + dV))/(R6 + R4) = = ((V + dV)·R6)/(R6 + R4) = = Vp, q.e.d.
• Bei einer dieser Berechnung entsprechenden Dimensionierung der Widerstände R1, R2, R4 und R6 bleiben die Messverstärker-Eingangsspannungen Vp und Vn relativ zueinander immer gleich, solange die Zellspannungen Vb1 und Vb2 relativ zueinander gleich bleiben. Dies gilt sogar ohne die Rückkopplung der Ausgangsspannung V2 (gemessen ggü. BP) des Messverstärkers U3 durch den Widerstand R3 auf seinen negativen Eingang, also ohne Gegenkopplung.
• Dank dieser Gegenkopplung kann der Messverstärker U3 durch seine Ausgangsspannung V2 seine eine Eingangsspannung Vn derart beeinflussen, dass sie immer gleich Vp ist, auch und gerade dann, wenn Vb1 ungleich Vb2 ist. Dadurch ist die Höhe von V2 nur noch durch die Eingangsgrößen Vb1 und Vb2, durch die Dimensionierung der beteiligten Widerstände R3, R4 und R6 sowie durch die davon abhängige Dimensionierung der Widerstände R1 und R2 bestimmt, und (fast gar) nicht mehr durch die Eigenschaften des Messverstärkers U3 selbst: Prinzip des gegengekoppelten Operationsverstärkers.
• Das Referenzpotential für die gesamte Steuerung ist, wie oben schon erwähnt, gegeben durch die Spannung Vp gemessen ggü. BP: Vp = Vb1·R6/(R6 + R4).
• Dank Gegenkopplung gilt außer bei hochdynamischen Einschwingvorgängen in sehr guter Näherung: Vn = Vp.
• Da vor den Start eines Umladevorgangs, wie aus weiter unten noch genauer beschriebener 5 ersichtlich, die Messverstärker-Ausgangsspannung V2 unter dem Referenzpotential Vp liegt, wird für die folgende Überlegung ein Strom I3 durch den Gegenkopplungswiderstand R3 angenommen, der in den Ausgang des Messverstärkers U3 hineinfließt. Weiters fließe ein Strom I1 aus dem positiven Pol von Vb1 durch R1 hindurch in Richtung Vn, schliesslich ein Strom I2 aus dem Knoten Vn hinaus durch R2 in den negativen Pol von Vb2 hinein. Daraus ergibt sich die Bedingung I1 = I2 + I3.
• Werden diese drei Ströme durch ihre sie bestimmenden Spannungen (mit Vn = Vp) und Widerstände (mit R1 = R4) ausgedrückt, lautet obige Gleichung wie folgt: (Vb1 – Vp)/R4 = (Vp + Vb2)/R2 + (Vp – V2)/R3; V2/R3 = Vp/R3 + Vp/R2 + Vp/R4 – Vb1/R4 + Vb2/R2.
• Die vorletzte Gleichung mit Vp und Vb1 hier in die zweiten und dritten Summanden eingesetzt, ergibt V2/R3 = Vp/R3 + Vb1·(R6·(1/R2 + 1/R4)/(R4 + R6) – 1/R4) + Vb2/R2.
• Mit der Bedingung, dass R2 = 2R6 + R4 gilt, läßt sich der Faktor bei Vb1 stark vereinfachen, und es ergibt sich V2 = Vp + R3·(Vb2 – Vb1)/R2.
• Der vergleichende Messverstärker U3 addiert also an seinem Ausgang die Referenzspannung Vp an seinem positiven Eingang mit einer weiteren Spannung, die nur von der Differenz der beiden beteiligten Zellenspannungen und vom Widerstandsverhältnis R3/R2 abhängig ist. Der Messverstärker U3 arbeitet, wie dank seiner Gegenkopplung zu erwarten, bzgl. seiner Versorgungsspannung Vb1 invertierend, was an dem negativen Term in obigem Ergebnis für V2 sichtbar wird.
• Die Operationsverstärker U1 und U2 arbeiten im Gegensatz dazu als Komparatoren. Der Operationsverstärker U1 dient zur Strombegrenzung der Wandlerzelle, indem er den Kanalwiderstand der Drain-Source-Strecke des Transistors S1 als Shunt zur Strommessung verwendet und den Transistor bei einem vorbestimmten Strom abschaltet. Der Spannungsteiler aus R11 und R12 bildet die Referenzspannung Voff für den Strommesswert, bei deren Überschreitung U1 auf logisch 0 schaltet: Somit kann U1 auch als Strommesskomparator bezeichnet werden. U2 koppelt die Signale der beiden Operationsverstärker U1 und U3 so zusammen, dass eine funktionsfähige Pulsweitenmodulationsansteuerung für die Wandlerschaltung entsteht.
• Der Widerstand R5 erzeugt eine Mitkopplung, da er analog zu 3b zusätzlich zu einer ansonsten hochohmigen Beschaltung am positiven Pol Vp des Messverstärkers angeschlossen ist. Der Kondensator C1 speichert die Mitkopplung für sehr kurze Zeit zwischen, somit bewirken R5 und C1 eine Hysterese, die den Zellwandler etwas länger eingeschaltet lässt, um die Spannungsdrift der beiden Energiespeicher B1 und B2 beim Umladen zu kompensieren. Durch den Ladevorgang steigt die Zellenspannung des Energiespeichers B2 etwas an, während die Spannung des Energiespeichers B1 beim Entladen etwas einbricht. Sind die Zellen in guter Näherung etwa gleich, so weisen sie einen ähnlichen Innenwiderstand auf, und der Spannungseinbruch der entladenen Zelle entspricht dem Spannungsanstieg der geladenen Zelle. Ohne die Hysterese würde der Wandler nach kurzem Betrieb sofort wieder abschalten, da die Ladespannung des Energiespeichers B2 über die Entladespannung des Energiespeichers B1 steigt, obwohl der Ladezustand des Energiespeichers B1 höher ist als der Ladezustand des Energiespeichers B2.
• 5 zeigt den Verlauf der drei Spannungen, welche zwischen den in 4 bezeichneten Punkten V1 und BP, zwischen Vp und BP sowie zwischen V2 und BP anliegen, die im Folgenden der Einfachheit halber als Spannungen V1, Vp und V2 bezeichnet werden. V1 ist die über einen Widerstand R9 geführte und durch die Widerstände R7 und R8 gedämpfte und zentrierte Ausgangsspannung des Komparators U1. V1 steuert im Prinzip den Transistor S1 über den Komparator U2 an. Dazu wird die Spannung V1 in den positiven Eingang des Komparators U2 eingegeben. Der negative Eingang von U2 ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers U3 verbunden, und somit wird die Spannung V2 in den negativen Eingang des Komparators U2 eingegeben: Der Komparator U2 hat somit die Entscheidungsgewalt darüber, ob und wann die Wandlerzelle überhaupt eingeschaltet wird, sprich ob die PWM ans Gate des Schalters S1 durchgeschaltet wird oder nicht. Ist die Wandlerzelle eingeschaltet, so ist die Spannung V1 eine rechteckförmige Spannung mit einem bestimmten Tastverhältnis, hier etwa 50%. Die Spannung V2 ist ein Maß für den Spannungsunterschied der beiden Energiespeicher B1 und B2 und ist um so kleiner, je größer die Spannung Vb1 über B1 im Vergleich zur Spannung Vb2 über B2 ist. Bei Gleichheit zwischen Vb1 und Vb2 liegt V2 in sehr guter Näherung auf besagtem Referenzpotential Vp von 0,7V ... 1,0V oberhalb BP. V2 wird um so größer, je mehr die Spannung Vb2 die Spannung Vb1 überwiegt.
• Solange also kein Spannungsunterschied zwischen den beiden Energiespeichern besteht, oder sogar Vb2 größer als Vb1 ist, ist die Spannung V2 größer als das Referenzpotential Vp oder ihm gleich, und der Komparator U2 ist ausgeschaltet. Das Gate des Transistors S1 liegt somit auf Bezugspotential BP. Dieses ist hier das Potential zwischen den Energiespeichern B1 und B2, auf dem auch der Source-Anschluss des Transistors S1 liegt. Bei ausgeschaltetem Transistor S1 ist der Komparator U1 ebenfalls ausgeschaltet, da dessen negativer Eingang über R10 und der Primärwicklung des Transformators TR1 auf dem positiven Potential des Energiespeichers B1 liegt. Damit ergibt sich die Spannung V1 über den Spannungsteiler aus der Parallelschaltung der Widerstände R8 und R9 und dem Widerstand R7, die durch entsprechende Einstellung der drei beteiligten Widerstände R7 ... R9 und bei ruhender Wandlerzelle, also am linken Rand der 5, auf der Spannung Vu etwas unterhalb von Vp liegt, also bei etwa 0,4V ... 0,5V über dem Bezugspotential BP: Diese Spannung Vu ist die sogenannte Startschwelle. Sobald der Spannungsunterschied zwischen den Energiespeichern B1 und B2 so groß ist, dass die Spannung V2 kleiner wird als die Startschwelle, wird durch das Kippen von U2 der Transistor S1 initial eingeschaltet und damit die PWM gestartet. Durch das Einschalten von S1 wird der negative Eingang des Komparators U1 in Richtung Bezugspotential BP gezogen, und der Komparator U1 schaltet ein. Damit wird die Spannung V1 nun durch den Spannungsteiler aus dem Widerstand R8 und der Parallelschaltung der Widerstände R7 und R9 definiert und vollzieht damit gegenüber ihrem bisherigen Wert Vu einen deutlichen Sprung noch oben. Der sich dabei ergebende obere Wert Vo der Spannung V1 ist die sogenannte Stoppschwelle, deren Bedeutung weiter unten erläutert wird. Dadurch wird sichergestellt, dass der Komparator U2 eingeschaltet bleibt: Die PWM-Aktion selbst unterstützt die initiale Einschaltentscheidung des Komparators U2 durch Mitkopplung über den Strommesskomparator U1, wie eben beschrieben.
• Durch das Einschalten des Transistors S1 steigt der Strom durch ihn an, und das Potential VS am negativen Eingang des Strommesskomparators U1 steigt, bedingt durch den Bahnwiderstand des Transistors S1 und die Übertragung der an ihm abfallenden Spannung durch den Messwiderstand R10, an. Wegen der annähernden Stromlosigkeit ist die Spannung über R10 während dieses Messvorgangs annähernd null und somit der Parallelkondensator C10 wirkungslos. Sobald VS größer wird als die Referenzspannung Voff am positiven Eingang des Komparators U1, definiert durch die Widerstände R11 und R12, schaltet U1 wieder ab. Damit sinkt die Spannung V1 schlagartig wieder auf die Startschwelle Vu ab, womit der Komparator U2 und mit ihm der Transistor S1 wieder ausgeschaltet werden sollen.
• Damit dieser eben beschriebene erste Ausschaltbefehl, der vom Strommesskomparator U1 ausgelöst wird, sicher ans Gate des Transistors S1 durchgegeben wird, muss die Spannung V2 ein wenig über die Startschwelle gehoben werden, solange die betrachtete Wandlerzelle durch PWM getaktet wird. Denn der Minimalwert von V1 entspricht der Startschwelle, und wenn V2 wie beim initialen Einschalten auf diesem Potential oder sogar etwas darunter verweilen würde, könnte S1 theoretisch nie mehr ausgeschaltet werden, was zur Zerstörung der Wandlerzelle führen würde. Dieses Problem wird durch die Mitkopplung des gemittelten Gatesignals gelöst. Es handelt sich dabei um dieselbe Mitkopplung, die den weiter oben beschriebenen Spannungseinbruch und -anstieg von unter Entladung bzw. Aufladung stehender Energiespeicher kompensiert.
• R5 und C1 bilden einen Tiefpaß, der ohne Belastung durch R6 am Knoten zwischen R5 und C1 nach der charakteristischen Zeitkonstante abhängig vom Puls-Pausen-Verhältnis der am Ausgang von U2 herauskommenden PWM in etwa die halbe Gatespannung entstehen lässt. Besagte charakteristische Zeitkonstante bewirkt die oben erwähnte Zwischenspeicherung der Mitkopplung für sehr kurze Zeit und ist definiert durch die Kapazität von C1 und den Widerstand der Parallelschaltung der drei Widerstände R4 ... R6. Diese in etwa halbe Gatespannung wird dem Referenzpotential Vp des vergleichenden Eingangsmessverstärkers U3 zumindest teilweise überlagert, wodurch sich dessen Ausgangsspannung V2 entsprechend erhöht, solange die betrachtete Wandlerzelle getaktet wird. Die charakteristische Zeitkonstante muss kurz genug sein, so dass die Messverstärker-Ausgangsspannung V2 bereits nach der ersten PWM-Halbperiode von etwa 10µs ausreichend oberhalb der Startschwelle Vu herauskommt, damit zu diesem Zeitpunkt U2 sicher wieder abschaltet. Daraus folgt, dass die charakteristische Zeitkonstante recht kurz und somit die Filterwirkung besagten Tiefpasses recht schwach ist: Daraus resultiert der gezackte Verlauf der Spannungen V2 und Vp in 5.
• Nach dem Abschalten des Transistors S1 schwingt das Potential VS nach oben auf einen Wert von etwa Vb1 + Vb2 über BP und lässt damit den Komparator U1 ausgeschaltet: Wieder liegt die Mitkopplung einer Schaltentscheidung durch den Effekt der Schaltaktion selbst vor, die im folgenden als PWM-Mitkopplung bezeichnet wird. Der Transformator Tr1 ist umgeschwungen, die Diode D1 wird leitend, um den Transformator zu entmagnetisieren. In dieser Phase wird die in der Hauptinduktivität des Transformators Tr1 zwischengespeicherte Energie, die aus dem Energiespeicher B1 stammt, an den Energiespeicher B2 wieder abgegeben. Daran ist zu erkennen, dass der Transformator Tr1 gegen Sättigung geschützt sein muss, vorzugsweise durch einen Luftspalt in seiner magnetischen Wegstrecke. Ferner werden in dieser Phase die Klemmdiode D10 und mit ihr die Messelemente R10 und C10 aktiv. Fehlten die drei letztgenannten Elemente, würde der Minuseingang des Strommesskomparators über dessen Versorgunsspannung gezogen und damit zerstört werden. Mit der Anordnung aus 4 wird die PWM-Mitkopplung in etwa auf die Versorgungsspannung geklemmt, und C10 wird auf eine Spannung aufgeladen, deren Wert in etwa der Spannung Vb2 des unteren Energiespeichers B2 entspricht und deren positives Ende sich am Knoten ‚VS’ befindet.
• Nach erfolgter Abmagnetisierung des Transformators Tr1 schaltet die Gleichrichterdiode D1 der Wandlerzelle wieder aus. Zu diesem Zeitpunkt ist der Transformator Tr1 zwar stromlos, steht aber unter Spannung. Gleichzeitig ist die parasitäre D1-Parallelkapazität bzw. Diodenkapazität vollständig entladen und die parasitäre S1-Parallelkapazität bzw. Transistorkapazität in etwa auf die doppelte Zellenspannung aufgeladen. Aus allem folgt, dass durch diese drei letztgenannten Komponenten ein parasitärer Rückschwingstrom entsteht, dessen Richtung gegenläufig zum zuletzt durch D1 geflossenen Abmagnetisierungsstrom ist. Dadurch wird die parasitäre Diodenkapazität aufgeladen und die parasitäre Transistorkapazität entladen. Nach einer viertel Periode dieser parasitären Rückschwingung hat der Rückschwingstrom ein relatives Maximum erreicht, und sowohl Dioden- als auch Transistorkapazität sind auf Spannungen entsprechend der zugehörigen Zellen ge- bzw. entladen. Wegen dieses Strommaximums in der Hauptinduktivität des Transformators Tr1 schließt sich eine weitere Viertelperiode der parasitären Schwingung an, in der der Rückschwingstrom zwar weiterfliesst, aber wieder abgebaut wird, weil die Transistorkapazität weiter entladen wird, also das Potential von VS unter Vb1 sinkt, und weil die Diodenkapazität über die Spannung Vb2 hinaus aufgeladen wird. Ist der Rückschwingstrom wieder zu null geworden, beträgt das Kathodenpotential der Diode D1 in etwa Vb1 über BP und damit die Sperrspannung über D1 in etwa das doppelte einer Zellenspannung. Dadurch ist auch die Spannung VS annähernd vollständig zu null geschwungen, und der Komparator U1 schaltet wieder ein, was zur Folge hat, dass der Komparator U2 und somit auch der Transistor S1 wieder einschaltet. Die Spannung V1 wird durch diese Schaltmimik eine Rechteckspannung, die zwischen seinem unteren Wert Vu, der Startschwelle, und seinem oberen Wert Vo, der Stoppschwelle, hin- und herspringt. Die Gatespannung VG des Transistors S1 springt zwischen null und Vb1 und folgt dabei zeitlich der Spannung V1.
• Oben ist der Idealfall dieser parasitären Rückschwingung beschrieben. Durch Verluste insbesondere im Transformator kommt es häufig vor, dass nach Ablauf einer halben Periode dieser Rückschwingung das Potential VS nicht vollständig auf null bzw. unter Voff zurückgeschwungen ist. Damit der Strommesskomparator U1 dennoch wieder Tritt fassen und einschalten kann, ist der Parallelkondensator C10 vorgesehen: Zu Beginn der parasitären Rückschwingung war dieser auf etwa eine Zellenspannung aufgeladen und hält während der Rückschwingung diesen Potentialunterschied zwischen dem Knoten ‚VS’ und dem negativen Eingang des Komparators U1 zumindest teilweise aufrecht. Das bedeutet, dass besagter Eingang immer ein tieferes Potential aufweist als der Knoten VS. Damit kann U1 zurückkippen und wieder einschalten, auch wenn Vs nicht völlig auf null zurückschwingt. Die Dauer der halben Periode der Rückschwingung ist bekannt oder kann gemessen werden. Ebenso bekannt oder messbar ist das Minimum des Potentials von VS nach Abschalten von D1 und nach besagter halber Periode. Wenn Transistor T1 nicht bei Drain-Source-Spannung = null eingeschaltet werden kann, ist genau dieser Zeitpunkt zum Einschalten optimal. R10 ist so hochohmig dimensioniert, dass während der Leitphase von D1 ein Strom durch ihn fließt, dessen Größenordnung der der Ströme durch die Widerstände R1, R4, R7 und R11 entspricht. Nun ist C10 dermaßen zu dimensionieren, dass die sich aus C10 und R10 ergebende Zeitkonstante genau so lang ist, dass sich während besagter halber Periode die ursprüngliche Potentialdifferenz von etwa einer Zellenspannung höchstens auf den Wert entladen hat, der dem Welt des VS–Minimums über BP entspricht.
• Bei jedem Taktzyklus steigt die Spannung V2, bedingt durch das Umladen der Energiespeicher B1 und B2, ein wenig an. Dies ist am Verlauf von V2 in 5 ersichtlich, auch wenn der Großteil dieses Prozesses im Ausbruch in der Mitte der Figur versteckt ist. Die Schaltung ist so dimensioniert, dass die Spannung V2 dann den gleichen Wert erreicht wie die Spannung V1 bei eingeschaltetem Komparator U1, also den Wert der Stoppschwelle Vo, wenn die Zellenspannung des Energiespeichers B2 um einen vorbestimmten Wert größer ist als die Zellenspannung des Energiespeichers B1. Der vorbestimmte Wert beträgt zwischen 0,5V und etwa 2V und definiert eine sinnvolle Schwelle, bei deren Überschreitung die Wandlerzelle wieder zu arbeiten aufhören soll. Daher wird dieser obere Wert der Spannung V1 bei eingeschaltetem Komparator U1, wie oben bereits erwähnt, Stoppschwelle genannt.
• Wird bei eingeschaltetem Transistor S1 die Spannung V2 größer als die Spannung V1, überschreitet V2 also besagte Stoppschwelle, so wird der Transistor S1 nicht mehr durch den Komparator U1 abgeschaltet, sondern durch den Komparator U2. Dies bestätigt dessen Rolle als zentraler Entscheider, ob überhaupt getaktet werden soll oder nicht. Durch diesen Rollentausch wird der Einschaltpuls des Transistors S1 kürzer, der Transformator TR1 wird weniger aufmagnetisiert und benötigt daher nach dem Ausschalten von S1 weniger Zeit zum Abmagnetisieren durch D1. Das PWM-Tastverhältnis bleibt daher in dieser Schlussphase einer Umladeaktion in etwa unverändert, die Schaltfrequenz in der Wandlerzelle erhöht sich aber deutlich. Dadurch steigt der oben bereits beschriebene Einfluss der Verluste, weshalb nach kurzer Zeit die ebendort beschriebene Zeitkonstante aus R10 und C10 nicht mehr ausreicht, um den Strommesskomparator U1 zum erneuten Einschalten und damit zum Fortsetzen seines PWM-Taktes zu bewegen: Die Wandlerzelle hört auf zu arbeiten.
• Obwohl die Hystereseaufschaltung über dem aufgeladenen Kondensator C1 schnell abklingt, bleibt aufgrund der inzwischen umgekehrten Ladungsbilanz der beiden beteiligten Energiespeicher B1 und B2 die Spannung V2 nach einem letzten Taktpuls der Spannung V1 weit oberhalb des Referenzpotentials Vp und der Startschwelle Vu, ferner fehlt besagte PWM-Mitkopplung, weshalb die Wandlerzelle abgeschaltet bleibt.
• 6a zeigt eine Wandlerzelle mit einer dritten Ausführungsform der Steuerschaltung Ctl. Diese ist hier als rein diskrete Schaltung mit den Bipolartransistoren T1 ... T7 und einem MOSFET als Wandlerzellen-Leistungstransistor S1 ausgeführt. Das Wirkprinzip ist ähnlich wie anhand der 4 und 5 beschrieben, es werden hier ebenfalls die Spannungen der beiden beteiligten Energiespeicher B1 und B2 miteinander verglichen. Dazu wird die Gesamtspannung beider beteiligten Energiespeicher B1 und B2 über den Spannungsteiler aus R1 und R2 gemessen und über seinen Mittelknoten, dessen Potential aufgrund der Basis-Emitter-Spannung von T7 und des über R6 zu erwartenden Spannungsabfalls, der durch den Strom durch den oberen Referenzwiderstand R4 voreingestellt wird, ähnlich wie in 4 oberhalb des Bezugspotentials BP liegen muss, an die Basis des Messtransistors T7 geführt. Das aus 4 bekannte Bezugspotential Vp ist hier am Knoten aus R6, R4 und dem Emitter von T7 zu finden. T7 übernimmt hier die Funktion des Eingangsmessverstärkers, der in 4 mit U3 bezeichnet ist. Im Gegensatz zu der dortigen Ausgangsspannung V2 ist die interessierende Ausgangsgröße hier der Strom I7, der in den Kollektor des Transistors T7 hineinfließt.
• Wird die Basis-Emitter-Spannung an T7 vernachlässigt, gilt in erster Näherung eine Potentialgleichheit zwischen dem Mittelknoten des R1-R2-Spannungsteilers und dem Bezugspotential Vp: Dies entspricht der über die Gegenkopplung erzwungenen Potentialgleichheit zwischen Vn und Vp an den Eingängen von U3 in 4. Wird ferner die Stromverstärkung von T7 als sehr groß angenommen, kann auch der Basisstrom von T7 vernachlässigt werden, so dass – wiederum in erster Näherung – seine gesamte Umgebung nur noch vom Spannungsabfall an R6 abhängt: Vp = R6·(I4 + I7).
• I4 ist der Strom von der zugehörigen Zellenspannung Vb1 durch den oberen Referenzwiderstand R4, und am Term „I7“ in obiger Gleichung ist zu erkennen, dass der Ausgangsstrom des Messverstärkers hier direkt auf die Referenzspannung gegenkoppelt. Daher ist in dieser voll-diskreten Ausführung aus 6a kein Gegenkopplungswiderstand R3 nötig, ergo auch nicht zu finden. Aufgrund dieser direkten Gegenkopplung variiert hier auch die Spannung über R4 und somit der Strom durch ihn: I4 = (Vb1 – Vp)/R4.
• Dies in obige Gleichung für Vp eingesetzt und nach Vp aufgelöst ergibt Vp = (R6·Vb1/R4 + R6·I7)/(1 + R6/R4).
• Bei Vernachlässigung des Basisstroms von T7 gilt für den Strom durch den gesamten Messspannungsteiler aus R1 und R2: I1 = I2 = (Vb1 + Vb2)/(R1 + R2) = (Vb1 + Vb2)/(2R6 + R4), wobei für den letzten Term die beiden von oben bekannten Widerstandsrelationen R1 = R4 und R2 = 2R6 + R4 herangezogen wurden. Wird nun auch anhand des Messspannungsteilers die Referenzspannung ausgerechnet, wird die harte Spannungsverkopplung durch die Basis von T7 sozusagen auch mathematisch vollzogen: Vp = Vb1 – R1·I1 = Vb1 – (Vb1 + Vb2)/(2·(R6/R4 + 1)).
• Beide rechten Seiten obiger Gleichungen für Vp zusammengesetzt ergeben I7 = (Vb1 – Vb2)/(2·R6).
• Anhand dieser nur an zwei üblichen und zulässigen Stellen vereinfachten Rechnung zeigt sich, dass das Ausgangssignal I7 des Eingangsmessverstärkertransistors T7 ausschließlich von der Differenz der beteiligten Zellenspannungen Vb1 und Vb2 abhängt, und dass der Wertebereich von I7 durch R6 skalierbar ist. Im Gegensatz zu U3 aus 4 arbeitet T7 hier nichtinvertierend: Je größer Vb1 im Vergleich zu Vb2 ist, desto größer wird auch I7, was ein Starten der Wandlerzelle ermöglicht, wie weiter unten beschrieben. Es versteht sich anhand 6a von selbst, dass I7 nur positive Werte annehmen kann, und dass sein Wert null ist, sobald Vb2 > Vb1 gilt.
• Die Schaltung aus T1 ... T4 entspricht der mit diskreten Bipolartransistoren aufgebauten Eingangsstufe des Strommeßkomparators U1 aus 4. Der obere Emitterwiderstand R11, der aus 4 als oberer Ausschaltschwellenwiderstand bekannt ist, verstärkt hier zudem die differenzierende Wirkung des Eingangsdifferenzverstärkers aus T1 und T2, die beiden gleich großen unteren Emitterwiderstände R18 und R19 erhöhen die Genauigkeit des Stromspiegels aus T4 und T3. Statt dieser, oder zusätzlich, kann ein Wilson-Stromspiegel eingesetzt werden, der einen dritten Transistor umfasst (hier nicht dargestellt). Die Arbeitsweise eines Stromspiegels und eines Wilson-Stromspiegels kann z.B. dem Wikipedia-Artikel Stromspiegel (http://de.wikipedia.org/wiki/Stromspiegel), abgerufen am 11.4.2011, entnommen werden. Der positive Eingang oder Referenzeingang des Strommesskomparators ist die Basis von T1, der negative Eingang oder Messeingang ist die Basis von T2. Abnehmende Ströme aus den Eingängen dieser Schaltung heraus sind hier als wachsende Spannungen an den Eingängen eines klassischen Komparators zu interpretieren. Daher ist im Ausschaltschwellen-Spannungsteiler das Widerstandsverhältnis zwischen R11 und R12 hier in etwa invers zu dimensionieren, gemessen am Verhältnis in 4. Damit wird auch die Funktion von R12, der Schottkydiode und R10 klar: R12 und R10 haben in etwa gleichen Wert, und damit stellt die über die Schottkydiode abfallende Spannung Voff die Referenz dar, auf die im Falle der Aktivität der betrachteten Wandlerzelle die Spannung am Bahnwiderstand des MOSFETs anstiegen darf, bis die besagte Komparator-Eingangsstufe umkippt und zum Wiederausschalten des Transistors S1 führt.
• Durch Trimmen des unteren Ausschaltschwellenwiderstands R12 lässt sich die Ausschaltschwelle feinjustieren. Weil in der durch die Schottkydiode, R11 und R12 definierten Ruhelage der Wandlerzelle nur T1 leitend ist, liegt die Spannung des Knotens VK knapp unterhalb der Zellenspannung des Energiespeichers B1. Anstatt den Ausgang VK dieser Eingangsstufe wie in klassischen Komparatoren linear zu invertieren und zu verstärken, wird VK hier direkt an die dynamisch angesteuerte, invertierende Gegentaktstufe aus T5 und T6 geführt. Diese Schaltung, die insbesondere durch die beiden Basisserienkondensatoren C2 und C3 charakterisiert ist, hat erstens den Vorteil, dass es mangels einer direkten ohmschen Verbindung zwischen den Basen der beiden Transistoren T5 und T6 und wegen der Basisparallelwiderstände R15 und R16 keinen Querstrom gibt, der gleichzeitig durch T5 und T6 fliessen und hohe Verluste erzeugen würde, und dass sie im Grunde keine statische, nur während der Einschaltzeitdauern von S1 eine geringe statische Leistung aus dem Knoten VK heraus benötigt. Widerstand R13 stellt sicher, dass S1 in der Ruhelage der Wandlerzelle sicher ausgeschaltet ist. R9 sorgt dafür, dass bei symmetrischem Pulsmuster an VK das Gate von S1 langsamer geladen als entladen wird, was im Stand der Technik allgemein als vorteilhaft erachtet wird. Bleiben schließlich noch die Klemmschaltungen parallel zu R15 und R16, jeweils aus einer LED und einer Seriendiode bestehend, die durch die hauptsächlich dynamische Ansteuerung der Basen von T5 und T6 nötig werden zum Schutz derselben vor Überspannung bei jeweils nichtleitender Basis: Diese Zweige sind zugleich Indikatoren, ob die Zelle arbeitet, und wie. Arbeitet sie mit voller Leistung, leuchten beide LEDs, also rot und grün, befindet sich die Zelle in einer Endphase ähnlich wie oben bei 4 beschrieben, nimmt die Dynamik des Einschaltens von S1 ab, weshalb die rote LED erlischt. Die zum Überlisten von Spannungseinbruch und -anstieg von Zellen im Umlademodus nötige Hysterese wird hier ausschließlich durch dynamische Mitkopplung der durch die ganze Schaltung hindurch wirkenden PWM erzeugt.
• Steigt die Ladung des Energiespeichers B1 gegenüber dem Energiespeicher B2 und dementsprechend auch dessen Spannung Vb1 im Vergleich zu Vb2, so beginnt Transistor T7 wie oben berechnet zu leiten, und es fließt ein kleiner Strom I7 durch den Meßwiderstand R10, gegengekoppelt durch den Emitterwiderstand R6. Dieser Strom sorgt dafür, dass auch der Transistor T2 zu leiten beginnt. Dadurch fließt ein Strom in den Stromspiegel, der aus den Transistoren T3 und T4 besteht, wobei T4 den Eingang des Stromspiegels und T3 den Ausgang des Stromspiegels repräsentiert. Ein Referenzstrom für den Stromspiegel wird durch den Spannungsteiler R11, Voff, R12 erzeugt, fließt durch die Basis des Transistors T1 und hält ihn leitend. Die Widerstände R15 und R17 unterstützen die daraus resultierde Lage des Knotens VK knapp unterhalb der Zellenspannung des Energiespeichers B1 und erzeugen einen Gleichstromanteil auf der Ausgangsseite des Stromspiegels, der nur durch den von der Teilschaltung aus R1, R2, R4, T7, R6 und T2 bei erkannter und auszugleichender Ladungsdiskrepanz erzeugten, oben beschriebenen kleinen Gleichstrom I7 überwunden werden kann. Dieser fließt zunächst nur über R10, und erst bei ausreichendem Spannungsabfall dort – aufgrund eines ausreichenden Spannungsüberhangs von B1 ggü. B2 – wird der Differenzverstärkertransistor T2 des negativen Komparatoreingangs leitend. Sein Kollektor-, also Ausgangsstrom stellt den Eingangsstrom für den oben schon beschriebenen Stromspiegel aus T4 und T3 dar. Gleichzeitig fließen ab jetzt Basis- und Kollektorstrom von T2 zusätzlich durch R11, wodurch sich dessen Spannungsabfall erhöht und folglich sich der über R12 reduziert: Der Basisstrom durch T1, oben auch als Referenzstrom in Ruhelage bezeichnet, reduziert sich. Gleichzeitig entsteht am Kollektor von T3 der Stromspiegelausgangsstrom, der seinem Eingangsstrom zw. Kollektor von T2 und T4 entspricht, und belastet erstmals den Kollektor des Differenzverstärkertransistors T1 am positiven Eingang oder Referenzeingang des Komparators. Wird aufgrund einer weiteren Ladungs- und damit Spannungszunahme von B1 der Kollektorstrom von Transistor T2 größer, so wächst gespiegelt der Strom durch den Kollektor von T3. Wird nun dieser Strom größer als der aktuell schon leicht reduzierte Referenzstrom durch R12 multipliziert mit der Sättigungsstromverstärkung des Transistors T1, so beginnt T1 bei diesem Wert seines Kollektorstroms, Spannung abfallen zu lassen: VK beginnt, nach unten zu wandern. Ab diesem Zeitpunkt addiert sich zum Kollektorstrom von T1 der oben genannte Gleichstromanteil durch R15 und R17, die Summe aus beiden ist der Stromspiegel-Ausgangsstrom am Kollektor von T3, somit muss der gleiche – wiederum größer gewordene – Strom auch aus dem Kollektor von T2 herauskommen: Das Herunterziehen des Potentials von VK erfolgt linear mit der Ansteuerung des diskret aufgebauten Komparators über den Basisstrom von T2, der im wesentlichen vom schon berechneten I7 abhängt. Der letzte entscheidende Punkt wird erreicht, wenn der Spannungsabfall über R15 groß genug ist, so dass der obere Gatetreibertransistor T5 leitend wird. Bald darauf ist das Gate von S1 genug aufgeladen, so dass der Wandlerzellen-Leistungstransistor S1 durchschaltet: Das Potential von VS wird Richtung Bezugspotential BP gezogen, zum Messausgangsstrom I7 aus der Basis von T2 kommt plötzlich ein invertierter Strom durch R10 hinzu. Somit klappt der Stromspiegel vollends um, und der Punkt VK wird in Richtung des Bezugspotentials BP gezogen. Dadurch bleibt der Transistor T5 sicher leitfähig, und dieser wiederum lässt den MOSFET S1 eingeschaltet.
• Ist der MOSFET S1 eingeschaltet, so fließt ein Strom über den Transformator TR1, der dadurch aufmagnetisiert wird. Der Punkt VS ist durch den eingeschalteten MOSFET S1 auf Bezugspotential BP gezogen, was zur Folge hat, dass über den Widerstand R10 ein Basisstrom aus dem Transistor T2 heraus zum Bezugspotential fließt und der Kollektorstrom des Transistors T2 somit hoch bleibt. Dadurch wird der Zustand des Stromspiegels gefestigt und der Punkt VK weiterhin auf Bezugspotential gehalten: Auch hier liegt, wie oben zu 5 für die Schaltung von 4 beschrieben, eine PWM-Mitkopplung vor.
• Der steigende Strom erzeugt bedingt durch den Bahnwiderstand des Transistors S1 eine steigende Spannung am Punkt VS. Diese Spannung erzeugt über den Widerstand R10 einen sinkenden Basisstrom im Transistor T2, der dessen Kollektorstrom ebenso sinken lässt und damit das Potential des Punktes VK langsam ein wenig anhebt, da der Stromspiegel-Ausgangsstrom in den Kollektor des Transistors T3 hinein entsprechend abnimmt. Ab einer bestimmten Stromstärke durch den MOSFET S1 ist die Spannung im Punkt VS so hoch, dass der Basisstrom durch den Transistor T2 unter den Referenzbasisstrom des Transistors T1 fällt: Der Stromspiegel klappt wieder um und zieht den Punkt VK in Richtung des Pluspols des ersten Energiespeichers B1. Dadurch schaltet der Transistor T5 ab, und der Transistor T6 kurz ein, um die im Gate des MOSFET S1 gespeicherte Ladung auszuräumen. Der MOSFET S1 wird dadurch abgeschaltet, der Punkt VS wandert etwa eine Zellenspannung über den Pluspol des oberen Energiespeichers B1. Um eine Zerstörung der Basis-Emitter-Strecke des Transistors T2 sicher zu vermeiden, ist die Klemmdiode D10 vorhanden, die außer diesem Schutz auch hilft, den Parallelkondensator C10, der wie oben beschrieben mit R10 die Vorhaltszeitkonstante zum sicheren Weiterlaufen der PWM erzeugt, korrekt aufzuladen. Während dieser Zeit ist der Transformator TR1 umgeschwungen, und die Diode D1 ist leitend und entmagnetisiert den Transformator TR1. Nach Ausschalten der Diode D1 schwingt der Punkt VS aufgrund derselben wie zu 4 beschriebenen parasitären Rückschwingung wieder nach unten in Richtung Bezugspotential BP. Bedingt durch die Vorhaltszeitkonstante aufgrund des Parallelkondensators C10 gelangt der Knoten mit R10, C10, der Basis von T2 und dem Kollektor von T7 sogar unter das Bezugspotential BP. Damit steigt der Basisstrom des Transistors T2 zuverlässig an, so dass der Stromspiegel erneut umkippt und den MOSFET S1 wieder einschaltet.
• Die Wandlerzelle arbeitet nun und entlädt den ersten Energiespeicher B1 und lädt mit dieser Energie den zweiten Energiespeicher B2 auf. Dadurch sinkt die Spannung am ersten Energiespeicher B1, und gleichzeitig steigt die Spannung am zweiten Energiespeicher B2. Das Potential BP hebt sich gegenüber dem Potential der Basis des Transistors T7 langsam an, und der Basisstrom durch den Transistor T7 wird weniger und ebbt schließlich ganz ab: Damit wird auch sein Ausgangsstrom I7, der die Zelle aktiviert und während ihrer Arbeit den Gleichstrom-Offset in der Ansteuerschaltung durch R15 und R17 überwunden hat, zu null, wie oben berechnet. Dadurch reicht der Basisstrom in den Transistor T2 beim Zurückschwingen des Transformators TR1 nicht mehr aus, um den Stromspiegel zum Kippen zu bringen, und die Wandlerzelle schaltet sich wieder ab.
• 6b zeigt eine vierte Ausführungsform der Steuerschaltung in einer Wandlerzelle, die sich von der dritten Ausführungsform gemäß 6a im wesentlichen darin unterscheidet, dass deren Spannungsmessung galvanisch getrennt ist. Daher werden hier nur die Unterschiede zur dritten Ausführungsform beschrieben. Die Wandlerzelle der 6b hat eine vollständige galvanische Trennung zwischen den Energiespeichern. Diese Wandlerzelle ist in einem Verbund nur einmal notwendig, nämlich um den Energiespeicher, der den Minuspol des Akkumulators umfasst, mit dem Energiespeicher, der den Pluspol des Akkumulators umfasst, miteinander zu verbinden, oder umgekehrt, und damit eine Umladung der überschüssigen Energie im Kreis realisieren zu können. Dazu ist der Spannungsteiler aus den Widerständen R1 und R2, der in der dritten Ausführungsform die Spannungen beider Energiespeicher summiert und dann mit dem Referenzpotential Vp in der Nähe des Mittelpunktes dieser beiden Spannungen vergleicht, in zwei Spannungsteiler aufgeteilt, die jeweils die Spannung eines Energiespeichers messen. Die Spannung des Energiespeichers, der mit dem Minuspol des Akkumulators verbunden ist, wird mit einem Spannungsteiler gemessen, der aus einer Serienschaltung des Widerstandes R1 und des Primäranschlusses oder der Sendedoide eines zweiten Optokopplers OK2 mit dem Sekundäranschlusses oder dem Empfangstransistor eines ersten Optokopplers OK1 besteht, an dessen Kollektor zusätzlich die Basis des aus 6a bereits bekannten vergleichenden Messverstärkertransistors T7 angeschlossen ist. Alternativ kann dieser Spannungsteiler auch aus dem Widerstand R1 und der direkten Serienschaltung von Sendediode des OK2 und Empfangstransistor des OK1 bestehen, die Basis von T7 angeschlossen zwischen R1 und der OK2-Sendediode (nicht dargestellt). Die Spannung des Energiespeichers, der mit dem Pluspol des Akkumulators verbunden ist, wird mit einem Spannungsteiler gemessen, der aus einer Serienschaltung eines Widerstandes R2 und einer Parallelschaltung des Sekundäranschlusses bzw. Empfangstransistors des zweiten Optokopplers OK2 mit der Serienschaltung eines Widerstandes R14 und dem Primäranschluss bzw. der Sendediode des ersten Optokopplers OK1 besteht. Damit ergibt sich eine galvanisch getrennte Spannungsmessung, die dennoch die Zellenspannungen miteinander vergleicht. Die beiden Optokoppler sind so konfiguriert, dass sie einen ohmschen Spannungsteiler über beide beteiligten Energiespeicher nachbilden und den Transistor T7 in oben schon beschriebener Weise ansteuern. Die Spannungsvergleichsfunktion wird dadurch sichergestellt, dass die beiden Optokoppler OK1 und OK2 derart gegengekoppelt sind, dass sie einen Wilson-Stromspiegel nachbilden. Dem Widerstand R1 ist hier die Eingangsdiode des zweiten Optokopplers OK2 in Serie geschaltet, um ein Signal an die Sekundärseite der gesamten Schaltung zu übermitteln, das der Absolutspannung von B1 in etwa entspricht. Durch dieses Signal wird mittels des Empfangstransistors des zweiten Optokopplers der Messzweig des sekundärseiten Messspannungsteilers, der aus den beiden Widerständen R2 und R14 sowie der Sendediode des ersten Optokopplers entsteht, teilweise überbrückt. Dadurch wird eine Vergrößerung der Spannung an B2 umso stärker gewichtet, je kleiner die Spannung an B1 ist, und umgekehrt. Durch diese Gegenkopplung ist auch über Potentialgrenzen hinweg eine vergleichende Spannungsmessung möglich. Die galvanische Trennung ist über die Optokoppler somit auf optischem Wege realisiert, die Schaltungsanordnung arbeitet aber ansonsten in gleicher Weise wie die in 6a beschriebene Schaltungsanordnung.
• Bildlich gesprochen beinhaltet der untere Spannungsmesswiderstand R2 in der oben schon beschriebenen zweiten Ausführungsform nach 4, oder aber genauso in der dritten Ausführungsform nach 6a, zweimal den unteren Referenzwiderstand R6. Diese zwei Anteile werden nun durch die eben vorgeschlagene gegengekoppelte Optokopplerschaltung ersetzt, so dass sich in erster Näherung für 6b ergibt: R2 = R1.
• Diesem liegt erstens zugrunde, dass der Strom bei galvanisch verbundenem Spannungsteiler gemäß 4 oder 6a und bei Vernachlässigung des Gegenkoppelstroms durch R3 bzw. des Basisstroms für T7 durch die beiden Widerstände R1 und R2 jeweils gleich ist, und zweitens, dass ein Anteil mit Wert von R6 zur Wandlerzellen-Eingangsseite, der zweite Anteil mit Wert R6 zur Wandlerzellen-Ausgangsseite gezählt wird. Dadurch wird die Voraussetzung zum eben vorgeschlagenen Ersatz dieser Anteile durch die Optokopplerschaltung geschaffen. Da die Messung Teil der Rückkopplung ist, muss deren Ausgangsseite auf die Eingangsseite der Wandlerzelle gelegt werden, also wie oben beschrieben auf die Seite mit dem Minuspol des gesamten Akkumulators, deren Mess- bzw. Eingangsseite hingegen auf die Ausgangsseite der Wandlerzelle, also entsprechend auf die Seite mit dem Pluspol des gesamten Akkumulators. Analog zum Stromspiegel ist die Messseite durch einen Knoten gekennzeichnet, der spannungsmäßig durch eine Flussspannung eines an der Messschaltung beteiligten Halbleiters festgelegt ist, und in den ein Strom hineinfließt: Dies ist der Knoten zwischen R2 und dem Kollektor des Empfangstransistors des Gegenkopplungsoptokopplers OK2, der in ihn hineinfließende Strom wird durch die am unteren Messwiderstand R2 abfallende Spannung festgelegt. Die diesen Knoten definierende Spannung ist die Flussspannung der Sendediode des Messoptokopplers OK1. Ist diese deutlich größer als 0,7V, beispielsweise 1,4V, kann der Wert von R14 zu null gesetzt, dieser Widerstand also durch einen Kurzschluss ersetzt werden. Von dieser Vereinfachung wird im folgenden ausgegangen. Im Gegensatz dazu muss die Ausgangsseite dieser Messschaltung Open-Collector-Charakteristik aufweisen, was besonders vorteilhaft durch oben beschriebene Serienschaltung der Elemente der beiden an der Messung beteiligten Optokoppler realisierbar ist. Der obere Messwiderstand R1 arbeitet hierfür als „Pull-Up“ und definiert in dieser Funktion einen Strom, mit dem der durch R2 messbare Strom verglichen werden kann. Im folgenden gilt I1 als Strom durch den oberen Messwiderstand R1, I2 als Strom durch den unteren Meßwiderstand R2, ß als Stromverstärkung für beide Optokoppler OK1 und OK2, Im als Messstrom durch die Sendediode von OK1, Igg als Gegenkoppelstrom durch den Empfangstransistor von OK2, und wie schon erwähnt R14 = 0. Dementsprechend gelten ß·Im = I1, Igg = ß·I1, und I2 = Im + Igg = I1/ß + ß·I1 = (1/ß + ß)·I1.
• Um die Abhängigkeit gemäß der oben beschriebenen Messrichtung darzustellen, muss die letzte Gleichung noch umgestellt werden: I1 = (ß·I2)/(1 + ß²).
• Im Gegensatz zu den in Stromspiegeln üblichen Transistoren mit sehr hohen Stromverstärkungen liegt hier der Wert von ß für beide Optokoppler gleichermaßen ungefähr bei 1. Daher lohnt es sich, die Funktion fM(ß) der Messverstärkung I1/I2 genauer zu betrachten: I1/I2 = fM(ß) = ß/(1 + ß²).
• Für sehr kleine Werte von ß entspricht der Graph dieser Funktion der Winkelhalbierenden durch den Koordinatenursprung, für sehr große Werte von ß der Hyperbel von 1/ß. Die Ableitung von fM(ß) nach ß errechnet sich zu dfM(ß)/dß = (1 – ß²)/(1 + ß²)².
• Diese ist null für ß = 1: An dieser Stelle befindet sich ein lokales Maximum der Messverstärkung fM(ß) mit dem Wert 1/2, d.h. bei einem ß in der Umgebung von 1 hängt die Messverstärkung praktisch nicht vom exakten Wert von ß ab und beträgt 0,5. Bei ß ~ 1 beträgt somit I1 immer die Hälfte von I2.
• Bei Stromverstärkungen ß << 1 überwiegt die Abhängigkeit vom Wert von ß, die Messung wird also stärker toleranzabhängig bei sehr kleinen Stromverstärkungen. Bei Stromverstärkungen ß > 1 ist dieses Toleranzproblem geringer, weil der rechte Ast der oben schon beschriebenen Hyperbel aus der Funktion fM(ß) fast waagerecht verläuft.
• Damit muss die Anfanghypothese R1 = R2 entsprechend verfeinert werden, da die Annahme I1 = I2 nicht mehr gilt. Stattdessen errechnen sich die Widerstandwerte gemäß der Formel R2/R1 = I1/I2 = ß/(1 + ß²).
• R1 ist also ungefähr doppelt so hochohmig zu wählen wie R2 bzw. gemäß des tatsächlich vorliegenden Wertes der Optokopplerstromverstärkung ß. Den letzten Schliff bekommt die Messschaltung, wenn der Wert von R1 um den Betrag reduziert wird, der zur Kompensation der Flussspannung der Sendediode des Gegenkopplungsoptokopplers OK2 erforderlich ist.
• 7 zeigt die aus 4 bekannte zweite Ausführungsform der Steuerschaltung in einer Wandlerzelle mit galvanisch getrenntem Mittelpol, also mit galvanisch völlig getrennter Ausgangsseite, und mit einer Spannungsmessung, die nur die Spannung der energieabgebenden Zelle erfasst und mit einer festen Schwelle vergleicht. Diese feste Schwelle wird durch Vref, gespeist von R1, gebildet, und über R20 dem positiven Eingang des Meßverstärkers U3 zugeführt. R20 ist nötig, um auch hier mittels R5 und C1 die oben schon erwähnte Mitkopplung bei Taktung der Wandlerzelle zu erreichen, die nötig ist, um Spannungseinbruch und -anstieg bei beiden in Umladung befindlichen Energiespeichern zu kompensieren. Der Rest der Schaltung samt aller zugehörigen Funktionen entspricht der 4.
• 8 beschreibt die aus 4 bekannte zweite Ausführungsform der Steuerschaltung in einer Wandlerzelle für zwei vollständig voneinander galvanisch getrennte Energiespeicher mit genauso galvanisch getrennter Spannungsmessung, die aber dennoch die Zellenspannungen mittels eines ersten Optokopplers OK1 und eines zweiten Optokopplers OK2 miteinander vergleicht. Funktion und Beschreibung dieser galvanisch getrennten vergleichenden Spannungsmessung sind mit der aus 6b identisch, außer dass hier am Knoten zwischen der Eingangsdiode des zweiten Optokopplers OK2 und dem Empfangstransistor des ersten Optokopplers OK1 statt der Basis von T7 der negative Eingang des Eingangsmessverstärkers U3 und sein Gegenkopplungswiderstand R3 angeschlossen sind.
• Die bisher beschriebenen Ausführungsformen der Steuerschaltung sind alle analog aufgebaut. Es ist selbstverständlich auch möglich, die Steuerschaltung digital z.B. mittels eines Mikrocontrollers aufzubauen, und die Spannungsmessungen über Analog/Digital-Wandler durchzuführen. Für die Ansteuerung des Schalttransistors ist dazu evtl. eine Treiberstufe notwendig.
• Bezugszeichenliste

BP

Bezugspotential

Bx

Energiespeicher oder Zelle B1, B2, B3, B4

C1

Kondensator für die Mitkopplungs-Zeitkonstante

C2

Auskoppelkondensator zum Treiben der Gateansteuerung so, dass der Wandlerzellentransistor eingeschaltet wird

C3

Auskoppelkondensator zum Treiben der Gateansteuerung so, dass der Wandlerzellentransistor ausgeschaltet wird

C4

Ausgangsglättungskondensator der Wandlerzelle

C10

Vorhaltkondensator zur Quasi-ZVS-Erkennung

Ctl

Steuerschaltung für eine betrachtete Wandlerzelle

Dx

Ausgangs- bzw. Gleichrichterdiode D1, D2, D3, D4 der Wandlerzelle x

D10

Klemmdiode am negativen Eingang des Strommeßkomparators

OK1

Messoptokoppler

OK2

Gegenkopplungsoptokoppler

Rx1

Oberer Spannungsmeßwiderstand R1, R21, R31, R41

Rx2

Unterer Spannungsmeßwiderstand R2, R22, R32, R42

R3

Gegenkopplungswiderstand der Zellenspannungsmessung

Rx4

Oberer Referenzwiderstand R4, R44

Rx5

Mitkopplungswiderstand R5, R45 zur Bildung einer Schmitt-Trigger-Charakteristik

Rx6

Unterer Referenzwiderstand R6, R46

R7

Oberer Schwellenwiderstand

R8

Unterer Schwellenwiderstand

R9

PWM- bzw. Gatetreiber-Ausgangswiderstand

R10

Drain-Spannungs-Meßwiderstand

R11

Oberer Ausschaltschwellenwiderstand

R12

Unterer Ausschaltschwellenwiderstand

R13

Gate-Entladewiderstand

R14

Gegenkopplungswiderstand auf der Wandlerausgangsseite bei potentialgetrennter vergleichender Spannungsmessung

R15

Oberer Gatetreiber-Entladewiderstand

R16

Unterer Gatetreiber-Entladewiderstand

R17

Gatetreiber-Einschaltgegenkoppelwiderstand

R18

Stromspiegel-Eingangsemitterwiderstand

R19

Stromspiegel-Ausgangsemitterwiderstand

R20

Spannungsmessserienwiderstand

R43

Stromsenken-Lastwiderstand

R48

Stromsenken-Gegenkoppelwiderstand

Sx

Wandlerzellen-Leistungsschalttransistor T1, T2, T3, T4

T1

Differenzverstärkertransistor am positiven Eingang

T2

Differenzverstärkertransistor am negativen Eingang

T3

Stromspiegel-Ausgangstransistor

T4

Stromspiegel-Eingangstransistor

T5

Oberer Gatetreibertransistor

T6

Unterer Gatetreibertransistor

T7

Messtransistor

Trx

Übertrager oder Leistungstransformator Tr1, Tr2, Tr3, Tr4 der Wandlerzelle x

U1

Strommeßkomparator, der auch die PWM erzeugt

U2

Ablaufskontroll-Komparator

U3

Eingangs(-vergleichs-)messverstärker

V1

gedämpfte und zentrierte Ausgangsspannung des Strommeßkomparators U1

V2

Ausgangsspannung des Eingangsmessverstärkers U3

Vb1

Zellenspannung des zu entladenden Energiespeichers

Vb2

Zellenspannung des aufzuladenden Energiespeichers

VG

Gatespannung des Wandlerzellen-Leistungstransistors S1

VK

Potential des Ausgangs der diskret aufgebauten Komparator-Eingangsstufe

Vn

Spannung am negativen Eingang von U3

Vo

Stoppschwelle

Voff

Referenzspannung am positiven Eingang von U1

Vp

Spannung am positiven Eingang von U3 bzw. an der Basis von T7, zugleich Referenzpotential für die gesamte Steuerung

VS

Drainpotential des Wandlerzellentransistors S1

Vu

Startschwelle

• ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
• Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
• Zitierte Patentliteratur
• US 6356055 B1 [0005]
• Zitierte Nicht-Patentliteratur
• http://de.wikipedia.org/wiki/Stromspiegel [0078]

Claims (15)

1. Schaltungsanordnung zum Angleichen des Ladezustandes von seriell verschalteten Energiespeichern (B1, B2, ..., Bn) eines Akkumulators mit folgenden Merkmalen: – die Schaltungsanordnung weist mindestens eine Wandlerzelle auf, die parallel zu jeweils zwei Energiespeichern aus dem Verbund des Akkumulators geschaltet ist, – jede Wandlerzelle weist einen Transformator (Tr1, Tr2, ...) oder eine Speicherinduktivität, eine einzige Diode (D1, D2, ...) und einen einzigen Schalter (S1, S2, ...) auf, – parallel zu einem ersten Energiespeicher (B1) ist eine Serienschaltung des Schalters (S1) und der Speicherinduktivität oder der Primärwicklung des Transformators (Tr1) geschaltet, deren Enden den Eingang der Wandlerzelle bilden, – parallel zu einem seriell folgenden zweiten Energiespeicher (B2) ist eine Serienschaltung der Diode (D1) und der Speicherinduktivität oder der Sekundärwicklung des Transformators (Tr1) geschaltet, deren Enden den Ausgang der Wandlerzelle bilden, – der Schalter wird von einer Steuerschaltung (Ctl) angesteuert, – die Steuerschaltung (Ctl) jeder Wandlerzelle arbeitet autark für sich, und ist nicht mit den Steuerschaltungen weiterer Wandlerzellen verbunden.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung das Potential zwischen dem ersten (B1) und dem zweiten (B2) Energiespeicher als Bezugspotential (BP) nutzt und die beiden Potentiale der anderen Pole des ersten (B1) beziehungsweise zweiten (B2) Energiespeichers als Steuerspannungen nutzt.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (Ctl) die Spannung des ersten Energiespeichers (B1) mit der des zweiten Energiespeichers (B2) vergleicht, und dass diese Vergleichsmessung über zwei Optokoppler (OK1, OK2), die nach Art eines Wilson-Stromspiegels gegengekoppelt sind, durchgeführt wird.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Optokoppler (OK1, OK2) derart verschaltet sind, dass eine Serienschaltung aus dem Empfangstransistor des ersten Optokopplers (OK1) und der Sendediode des zweiten Optokopplers (OK2) an den ersten Energiespeicher (B1) gekoppelt ist und dass eine Parallelschaltung aus dem Empfangstransistor des zweiten Optokopplers (OK2) und der Sendediode des ersten Optokopplers (OK1) an den zweiten Energiespeicher (B2) gekoppelt ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Wandlerzelle als Boostwandler ausgeführt ist, der dem zweiten Energiespeicher (B2) Energie entnimmt und in den ersten Energiespeicher (B1) transferiert.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Wandlerzelle als Drosselinverswandler ausgeführt ist, der dem ersten Energiespeicher (B1) Energie entnimmt und in den zweiten Energiespeicher (B2) transferiert.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Wandlerzelle als galvanisch getrennter Sperrwandler bzw. Flyback-Wandler ausgeführt ist, der dem ersten Energiespeicher (B1) Energie entnimmt und in den zweiten Energiespeicher (B2) transferiert.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (Ctl) den Wandler mit einer Pulsweitenmodulation ansteuert.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung analog aufgebaut ist.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (Ctl) digital aufgebaut ist.
11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Energiespeicher (B1) der Energiespeicher mit dem niedrigsten Potential im Akkumulator und der zweite Energiespeicher (B2) der Energiespeicher mit dem höchsten Potential im Akkumulator ist.
12. Verfahren zum Angleichen des Ladezustandes von seriell verschalteten Energiespeichern, dadurch gekennzeichnet, dass es eine Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 11 verwendet.
13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Wandlerzelle eingeschaltet wird, wenn die Differenz der beiden von der Steuerschaltung gemessenen Energiespeicherspannungen (V_b1, V_b2) einen vorbestimmten ersten Wert überschreitet.
14. Verfahren nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Wandlerzelle ausgeschaltet wird, wenn die Differenz der beiden von der Steuerschaltung gemessenen Energiespeicherspannungen (V_b1, V_b2) einen vorbestimmten zweiten Wert unterschreitet.
15. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Wandlerzelle eingeschaltet wird, wenn die Spannung des ersten Energiespeichers (V_b1) einen ersten Wert überschreitet, und wieder ausgeschaltet wird, wenn die Spannung des ersten Energiespeichers (V_b1) einen zweiten Wert unterschreitet.

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