DE102008029898A1

DE102008029898A1 - Anordnung und Verfahren zur Steuerung eines Dreiphasen-Wechselstrommotors

Info

Publication number: DE102008029898A1
Application number: DE200810029898
Authority: DE
Inventors: Filip Stepancik
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 2007-09-28
Filing date: 2008-06-24
Publication date: 2009-04-23

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Anordnung, welche umfasst: drei parallele Transistorzweige, die eingangsseitig jeweils mit einer Phase einer Dreiphasen-Wechselstromquelle und ausgangsseitig miteinander verbunden sind, wobei jeder Transistorzweig zwei in Serie geschaltete Transistoren umfasst, zu denen jeweils eine Diode mit einer bezüglich einer Durchlassrichtung des zugehörigen Transistors entgegengerichteten Sperrrichtung parallel geschaltet ist, wobei die beiden Dioden eines selben Transistorzweigs in Serie miteinander verschaltet sind; einen Dreiphasen-Wechselstrommotor, welcher mit einem Lastpfad eines jeden Transistorzweigs im Bereich zwischen den beiden Transistoren eines selben Transistorzweigs verbunden ist; und eine Steuereinrichtung zur Steuerung der Transistoren. Sie betrifft weiterhin ein Verfahren zum Betreiben eines Dreiphasen-Wechselstrommotors, bei welchem während eines wählbaren, jeweils gleichen Periodenabschnitts einer jeden Phase die beiden Transistoren des zugehörigen Transistorzweigs auf Durchlass geschalten werden, wobei gleichzeitig die Transistoren der beiden anderen Transistorzweige mittels einer Pulsweitenmodulation bezüglich zweier Funktionszustände moduliert werden, wobei in einem ersten Funktionszustand die beiden eingangsseitigen Transistoren auf Durchlass geschaltet sind, während die beiden ausgangsseitigen Transistoren gesperrt sind, und in einem zweiten Funktionszustand die beiden ausgangsseitigen Transistoren auf Durchlass geschaltet ...

Description

Die Erfindung liegt auf dem technischen Gebiet der Leistungselektronik und betrifft eine Anordnung und ein Verfahren zur Steuerung eines Dreiphasen-Wechselstrommotors.
Um einen sanften Anlauf bzw. Stopp von Dreiphasen-Wechselstrommotoren zu ermöglichen, werden Wechselstromsteller eingesetzt, durch welche die dem Motor zugeführte elektrische Leistung geregelt werden kann. In einer typischen Ausgestaltung umfassen Wechselstromsteller für jede Phase ein Paar antiparallel angeordneter Thyristoren, die für eine Phasenanschnittsteuerung zu bestimmten Zeitpunkten gezündet werden können.
Aus der deutschen Patentschrift DE 2558113 C2 ist eine Anordnung und ein Verfahren zur Geschwindigkeitssteuerung eines Dreiphasen-Wechselstrommotors bekannt. In dem dort gezeigten Verfahren kann durch gezielte Unterdrückung von Signalhalbwellen der Netzspannung eine sinusförmige Grundwelle der Netzspannung zur Steuerung des Dreiphasen-Wechselstrommotors erzeugt werden, deren Frequenz 1/(6n + 1) der Netzfrequenz entspricht, wobei n eine natürliche Zahl ist. Ebenso ist aus dem europäischen Patent EP 0408045 B1 ein Verfahren bekannt, bei dem durch eine gezielte Ansteuerung der Thyristoren Grundwellen der Netzspannung erzeugt werden können.
Weiterhin ist in dem US-Patent Nr. 6,870,333 B2 eine Anordnung und ein Verfahren zum Betreiben eines Asynchronmotors beschrieben, bei dem eine der gewünschten Drehzahl des Asynchronmotors entsprechende sinusförmige Grundwelle einer Netzfrequenz, sowie zwei weitere hierzu phasenverschobene Grundwellen definiert und anschließend Zündzeitpunkte für die Thy ristoren eines Drehstromstellers ermittelt und eingesetzt werden. Nachteilig bei dem dort gezeigten Verfahren ist insbesondere die Tatsache, dass die durch die Grundwelle bereit gestellte Motorspannung stark von der Last und der Rotorgeschwindigkeit des Asynchronmotors abhängt, wobei insbesondere bei geringer oder fehlender Last der magnetische Kreis des Stators gesättigt sein kann, was zur Folge haben kann, dass Motorgeräusche und Motorvibrationen verstärkt auftreten. Zudem kann nur ein vergleichsweise geringes Anlaufmoment des Asynchronmotors erzeugt werden und die Anordnung ist nicht kurzschlusssicher.
Demgegenüber liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung und ein Verfahren zur Steuerung eines Dreiphasen-Wechselstrommotors zur Verfügung zu stellen, durch welche die Erzeugung einer leicht zu kontrollierenden und auf einen gewünschte Amplitude einstellbaren Spannung zur Steuerung des Wechselstrommotors ermöglicht ist, um hierdurch Motorgeräusche und Motorvibrationen zu minimieren. Zudem soll ein nicht vom Zustand des Motors abhängendes, hohes Anlaufmoment bereitgestellt werden können. Darüber hinaus soll die Anordnung im Falle eines Leiter-zu-Leiter Kurzschlusses sicher sein.
Diese und weitere Aufgaben werden nach dem Vorschlag der Erfindung durch eine Anordnung und ein Verfahren zur Steuerung eines Dreiphasen-Wechselstrommotors mit den Merkmalen der nebengeordneten Patentansprüche gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind durch die Merkmale der Unteransprüche angegeben.
Gemäß einem ersten Gegenstand der Erfindung ist eine Anordnung gezeigt, welche drei parallel angeordnete Transistorzweige umfasst, die eingangsseitig jeweils mit einer Phase einer Dreiphasen-Wechselstromquelle verbunden sind. Ausgangsseitig sind die Transistorzweige miteinander verbunden. Jeder Transistorzweig umfasst zwei mit ihren Lastpfaden (mit zueinander gleicher Durchlassrichtung) in Serie geschaltete Transistoren, beispielsweise IGBTs (IGBT = Insulated Gate Bipolar Transistor), zu denen jeweils eine Diode mit einer bezüglich der Durchlassrichtung des zugehörigen Transistors entgegen gerichteten Sperrrichtung parallel geschaltet ist. Die beiden Dioden eines selben Transistorzweigs sind zudem in Serie miteinander verschaltet.
Die Anordnung umfasst weiterhin einen Dreiphasen-Wechselstrommotor, welcher mit dem Lastpfad eines jeden Transistorzweigs im Bereich zwischen den beiden Transistoren eines selben Transistorzweigs verbunden ist. Zudem umfasst die Anordnung eine mit den Gates der Transistoren verbundene Steuereinrichtung, durch welche die Transistoren gesteuert (an- oder abgeschaltet) werden können.
In der erfindungsgemäßen Anordnung ist es von Vorteil wenn jeweils zwei Transistorzweige eingangsseitig über einen Kondensator miteinander verbunden sind, wodurch eine Filtereinrichtung geschaffen wird.
Gemäß einem zweiten Gegenstand der Erfindung ist ein Verfahren zum Steuern des Dreiphasen-Wechselstrommotors in einer wie oben beschriebenen Anordnung gezeigt, bei welchem – für jede der drei Phasen der Dreiphasen-Wechselstromquelle – während eines (wählbaren) wiederkehrenden Periodenabschnitts einer Phase jeweils die beiden Transistoren des der Phase zugeordneten Transistorzweigs (ohne Pulsweitenmodulation) auf Durchlass geschaltet werden, wobei gleichzeitig die Transistoren der beiden anderen Transistorzweige mittels Pulsweitenmodulation mit vorzugsweise konstantem duty cycle hinsichtlich zweier Funktionszustände moduliert werden. Eine Pulsweitenmodulation erfolgt hierbei zwischen einem ersten Funktionszustand, bei dem die beiden eingangsseitigen Transistoren auf Durchlass geschaltet sind, während die beiden ausgangs seitigen Transistoren gesperrt sind, und einem zweiten Funktionszustand, bei dem die beiden ausgangsseitigen Transistoren auf Durchlass geschaltet sind, während die beiden eingangsseitigen Transistoren gesperrt sind. Vorteilhaft werden zwischen einem Umschalten von dem ersten Funktionszustand in den zweiten Funktionszustand oder umgekehrt alle vier Transistoren für einen kurzen Zeitraum (Totzeit) gesperrt, um ein Übersprechen zu verhindern. Als "duty cycle" wird ein Tastgrad (Verhältnis der Länge des eingeschalteten Zustands (Impulsdauer) zur Periodendauer) bezeichnet.
In dem erfindungsgemäßen Verfahren erfolgt eine Steuerung (Ein- und Ausschalten) der Transistoren in der Weise, dass für jede Phase eine Grundwelle (vorteilhaft erste Harmonische) mit einer (durch die Pulsweitenmodulation bestimmte) wählbaren Amplitude und Frequenz erzeugt wird, wobei die Frequenz der Grundwelle niedriger als die Phasenfrequenz ist.
Vorteilhaft erfolgt ein Einschalten der beiden Transistoren eines selben Transistorzweigs während eines Periodendrittels der Phasen, das vorzugsweise so gewählt ist, dass die niedrigste Spannung im Periodendrittel in symmetrischer Weise mittig enthalten ist ("Spannungstal").
Weiterhin ist es vorteilhaft, wenn eine Pulsweitenmodulation entsprechend einem regelmäßigen Pulsmuster erfolgt, wobei nur bei Vorliegen eines Signalpulses des Pulsmusters eine Pulsweitenmodulation erfolgt und keine Pulsweitenmodulation erfolgt, falls kein Signalpuls vorliegt.
Die Erfindung wird nun anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert, wobei Bezug auf die beigefügten Figuren genommen wird.
1 ist eine schematische Darstellung zur Veranschaulichung eines Ausführungsbeispiels der er findungsgemäßen Anordnung zur Steuerung eines Dreiphasen-Asynchronmotors;
2 veranschaulicht die Erzeugung von Grundwellen für die drei Phasen der Wechselstromquelle der Anordnung von 1;
3–5 veranschaulichen die bei einer Pulsweitemodulation modulierten Funktionszustände;
6 veranschaulicht die Steuersignale, durch welche die Transistorzweige während eines Periodendrittels jeweils in Durchlass geschaltet werden;
7 veranschaulicht eine Steuerlogik zur Steuerung der Transistoren;
8 zeigt ein Taktdiagramm zur Steuerung der Transistoren auf Basis der Steuersignale von 6;
9 zeigt eine rechnerische Simulation bezüglich Motorströme, Motorspannungen, Drehgeschwindigkeiten und Drehmoment;
10–11 vergleichen die erfindungsgemäße Anordnung mit einem herkömmlichen Zyklokonverter.
Sei zunächst 1 betrachtet, worin anhand einer schematischen Darstellung eine insgesamt mit der Bezugszahl 1 bezeichnete Anordnung zur Steuerung eines Dreiphasen-Wechselstrommotors 2 (Asynchronmotor) gezeigt ist.
Die Anordnung 1 umfasst eine Wechselstromquelle 3 zur Bereitstellung dreier miteinander verketteter Wechselspannungen (Phasen) V1, V2, V3, die jeweils um 120° gegeneinander versetzt sind (Drehstrom). Die drei Phasen werden an Eingangsan schlössen L1, L2, L3 den Eingangsleitungen 39–42 dreier Transistorzweige 27–29 eines Wechselstromstellers ("AC-Chopper") 4 zugeführt, wobei eine erste Phase V1 einer ersten Eingangsleitung 39 eines ersten Transistorzweigs 10, eine zweite Phase V2 einer zweiten Eingangsleitung 40 eines zweiten Transistorzweigs 11 und eine dritte Phase V3 einer dritten Eingangsleitung 41 eines dritten Transistorzweigs 12 zugeführt werden.
Jeder Transistorzweig 10–12 umfasst als steuerbare Schalter zwei mit ihren Last- bzw. Leistungspfaden (mit gleichgerichteter Durchlassrichtung) in Serie geschaltete IGBTs (IGBT = Insulated Gate Bipolar Transistor), wobei im ersten Transistorzweig 10 ein erster IGBT 15 und ein zweiter IGBT 16, im zweiten Transistorzweig 11 ein dritter IGBT 17 und ein vierter IGBT 18 und im dritten Transistorzweig 12 ein fünfter IGBT 19 und ein sechster IGBT 20 angeordnet sind. Die nicht näher bezeichneten Gates der IGBTs 15–20 können durch Steuersignale einer IGBT-Gate-Steuereinrichtung 5 gesteuert werden, um hierdurch die IGBTs ein- und auszuschalten und einen Stromfluss in ihren Lastpfaden zu ermöglichen. Die Steuersignale können durch erste Signalleitungen 13, welche jeweils die IGBT-Gate-Steuereinrichtung 5 mit dem Gate eines IGBTs 15–20 verbinden, übertragen werden. Gleichermaßen sind die Lastpfade der IGBTs 15–20 über zweite Signalleitungen 14 jeweils mit der IGBT-Gate-Steuereinrichtung 5 verbunden.
Jedem IGBT 15–20 ist eine Diode in Parallelschaltung zugeordnet, wobei deren Sperrrichtung jeweils antiparallel zur Durchlassrichtung des zugeordneten IGBTs gerichtet ist. So ist zu dem Lastpfad des ersten IGBT 15 eine erste Diode 21, zu dem Lastpfad des zweiten IGBT 16 eine zweite Diode 22, zu dem Lastpfad des dritten IGBT 17 eine dritte Diode 23, zu dem Lastpfad des vierten IGBT 18 eine vierte Diode 24, zu dem Lastpfad des fünften IGBT 19 eine fünfte Diode 25 und zu dem Lastpfad des sechsten IGBT 20 eine sechste Diode 26 parallel geschaltet. Die beiden Dioden eines selben Transistorzweigs sind jeweils in Serie miteinander verschaltet.
Im AC-Chopper 4 sind die drei Transistorzweige 10–12 ausgangsseitig jeweils miteinander verbunden. Eingangsseitig sind jeweils zwei Transistorzweige 10–12 über einen Kondensator 30–32 miteinander verbunden, wobei der erste Transistorzweig 10 und der zweite Transistorzweig 11 über einen ersten Kondensator 30, der zweite Transistorzweig 11 und der dritte Transistorzweig 12 über einen zweiten Kondensator 31, und der erste Transistorzweig 10 und der dritte Transistorzweig 12 über einen dritten Kondensator 32 miteinander verbunden sind. Durch die Verschaltung der Transistorzweige 10–12 über die Kondensatoren 30–32 wird eine Eingangsfiltereinrichtung 9 geschaffen.
Jeweilige Ausgangsleitungen 42–44 sind an die Lastpfade 33, 35, 37 im Bereich zwischen den beiden in Serie geschalteten IGBTs eines selben Transistorzweigs und an Diodenverbindungsleitungen 34, 36, 38 zur Verbindung der beiden zugehörigen Dioden desselben Transistorzweigs angeschlossen. Hierbei ist eine erste Ausgangsleitung 42 mit einem ersten Lastpfad 33 und einer ersten Diodenverbindungsleitung 34, eine zweite Ausgangsleitung 43 mit einem zweiten Lastpfad 35 und einer zweiten Diodenverbindungsleitung 36 und eine dritte Ausgangsleitung 44 mit einem dritten Lastpfad 37 und einer dritten Diodenverbindungsleitung 38 verbunden. Die Ausgangsleitungen 42–44 münden jeweils in einen Ausgangsanschluss K3, K2, K1, an die der Asynchronmotor 2 angeschlossen ist.
Über eine Eingangsspannungsmesseinrichtung 8 kann die Eingangsspannung zwischen dem ersten Transistorzweig 10 und dem zweiten Transistorzweig 11 bestimmt werden. Die Eingangsspannungsmesseinrichtung 8 ist über eine dritte Signalleitung 45 mit einem Pulsmuster-Signalgenerator 6 verbunden. Der Pulsmuster-Signalgenerator 6 liefert über eine vierte Signallei tung 46 Eingangssignale an die IGBT-Gate-Steuereinrichtung 5, um die IGBTs der Transistorzweige entsprechend einem Pulsmuster ein- oder auszuschalten. Der Pulsmuster-Signalgenerator 6 ist über eine fünfte Signalleitung 47 mit einer PWM-Umschaltsteuereinrichtung 7 (PWM = Pulsweitenmodulation) verbunden, welche Eingangssignale für den Pulsmuster-Signalgenerator 6 liefert.
Es erfolgt nun eine Beschreibung eines beispielhaften Verfahrens zum Betreiben der Anordnung 1 zur Steuerung des Asynchronmotors 2. In diesem Verfahren wird der Asynchronmotor 2 mit einer relativ geringen Drehgeschwindigkeit, welche geringer als die Netzfrequenz der Wechselstromquelle 3 ist, betrieben. In diesem Modus erzeugt der AC-Chopper 4 für jede der drei Phasen V1, V2, V3 Motorspannungen, die einer Grundwelle (1. Harmonische) der Netzfrequenz entsprechen. Die Frequenz der erzeugten Spannungen beträgt 1/7 der Netzfrequenz.
Wie in 2 gezeigt ist, werden die IGBTs in den den Phasen jeweils zugeordneten Transistorzweigen so geschaltet, dass die beiden IGBTs eines selben Transistorzweigs nur während eines Periodendrittels der zugehörigen Phase (ohne Pulsweitenmodulation) auf Durchlass geschaltet (angeschaltet) sind und während der beiden restlichen Periodendrittel nicht angeschaltet sind. Während des Periodendrittels, in der die Transistoren eines Transistorzweiges auf Durchlass geschaltet sind, werden die Transistoren der beiden verbleibenden Transistorzweige mittels Pulsweitenmodulation alternierend moduliert, wobei die in 3 bis 5 gezeigten Funktionszustände eingenommen werden. Die hierbei erzeugte 1. Harmonische (Grundwelle der Netzfrequenz) ist in 2 für jede Phase gestrichelt eingezeichnet. Die drei Periodendrittel der drei Phasen ergeben zusammen die Periode einer Phase der Wechselstromquelle.
In 2 sind verschiedene Perioden angegeben, durch welche Amplitude und Frequenz der erzeugten Grundwelle bestimmt sind. Dies sind eine Schalt- bzw. Basisperiode α_x, welche die Frequenz der Grundwelle bestimmt (T_out = Z·α_x), die hier als Periodendrittel ausgebildete Einschaltperiode α_ON, welche die Qualität (bzw. Art) der Grundwelle bestimmt, und die Pulsweitenmodulationsperiode (PWM-Periode). Die Periode der Grundwelle (T_out) bestimmt insbesondere die Leerlaufgeschwindigkeit des Asynchronmotors 2. In jeder Einschaltperiode α_ON ist eine Mehrzahl PWM-Pulse mit einer konstanten PWM-Periode enthalten. Lediglich der Vollständigkeit halber sei darauf hingewiesen, dass in 2 nur einige wenige PWM-Pulse dargestellt sind, wobei in der Praxis vorteilhaft einige Zehn bis einige Hundert PWM-Pulse, abhängig von der PWM-Schaltfrequenz, eingesetzt werden können. Die PWM-Pulse weisen jeweils einen konstanten duty cycle auf, der im Bereich von 0 bis 100% liegen kann. Während der Einschaltperiode α_ON wird die Ausgangsspannung mit der gleichen Einhüllenden (Hüllkurve) wie die Eingangsspannung (Phase) und mit einer an die Hüllkurve heranreichenden Amplitude (Hüllamplitude) entsprechend dem eingestellten duty cycle gepulst.
Die Aufgabe liegt nun darin, mögliche Frequenzen (Motorgeschwindigkeiten) der erzeugten Grundwelle, Basisperioden α_x und Einschaltperioden α_ON zu finden. Für die beste Motorleistung sollte das Schaltmuster so gewählt sein, dass die Grundwelle folgende Eigenschaften erfüllt:

– Periodizität
– Symmetrie
– gleiche Phasenverschiebung zwischen zwei Grundwellen

Periodizität
Nach Ablauf der Ausgangsperiode T_out muss die Eingangsspannung in den gleichen Zustand gebracht werden wie zum Zeitpunkt Null (Phasenwinkel Null). Diese Bedingung ist notwendig, da mit Periodizität erreicht werden kann. Sie kann ausgedrückt werden als: sin(0) = sin(T_out)
Die Lösung ist: 0 ± N·360° = Z·α_x, worin N eine ganze Zahl ist und angibt, um wie viel Mal geringer die Frequenz der erzeugten Grundwelle im Vergleich zur Phasenspannung ist. T_out muss positiv sein.
Aus 2 ist weiter ersichtlich, dass die Ausgangsperiode T_out aus einer bestimmten Zahl von Basisperioden α_x besteht. Diese ganze Zahl wird mit Z gekennzeichnet. Wenn auch diese Bedingung berücksichtigt wird, folgt: T_out = N·360° = Z·α_x Hieraus wird ersichtlich, dass die Zahlen N und Z ganzzahlig sein müssen, um Periodizität zu erreichen.
Polaritätsausgleichung
Eine Halbperiode der Ausgangsgrundwelle kann ausgedrückt werden als: T_out/2 = N·360°/2 = Z·α_x/2
Wenn diese Halbperiode abgelaufen ist, muss die nächste Halbperiode mit gegensätzlicher Polarität beginnen. Deshalb muss die Grundwellen-Halbperiode eine ungerade Zahl von Phasen-Halbperioden haben. Hieraus folgt: Z·αx/2 = k·360° + 180° = 180°·(2k + 1)
Hieraus folgt weiterhin: Z·α_x = 360°·(2k +1) = N·360°
Schließlich erhält man für N: N = (2k + 1)
worin k eine ganze Zahl ist.
Für k = 1, 2, 3, 4, ... folgt N = 3, 5, 7, 9, 11, 13 ...
Für k = 0 hat die Grundwelle die gleiche Frequenz wie die Eingangsspannung und liegt somit außerhalb der hier gewünschten Bedingung einer niedrigen Geschwindigkeit.
Aus Symmetriegründen folgt, das auch eine Halbperiode einer Grundwelle aus einer ganzen Zahl (gekennzeichnet als p) Schalt- bzw. Basisperioden α_x besteht. Diese Tatsache kann ausgedrückt werden als: T_out/2 = Z·α_x/2 = p·α_x
Somit muss die Zahl Z gerade sein.
Hieraus ergeben sich zulässige Frequenzen von Grundwellen in Bezug auf Symmetrie und Periodizität. Im Weiteren wird die Anforderung der gleichen Phasenverschiebung betrachtet.
Phasenverschiebung um 1/3 T_out
Wie aus 2 hervorgeht, sind die Phasen jeweils um 120° gegeneinander verschoben. Für eine Drehung im Uhrzeigersinn muss die Sequenz der Grundwellen die gleiche sein wie die Sequenz der eingangsseitigen Leiter-zu-Leiter Spannungen (Phasen). Nach Ablauf eines Drittels einer Grundwelle muss die zweite Grundwelle im gleichen Zustand sein wie die erste Grundwelle zum Zeitpunkt Null (Phasenwinkel). Gleichermaßen muss die zweite Leiter-zu-Leiter Spannung im gleichen Zustand sein wie die erste. Wenn die erste Leiter-zu-Leiter Spannung als sin(α) gekennzeichnet wird und die zweite als sin(α – 120°) kann obige Bedingung ausgedrückt werden als:
Nach Einsetzen von T_out = N·360° kann als Lösung dieser Gleichung gefunden werden:
und schließlich: N = (±3k + 1)
worin nur positive Zahlen N einen Sinn machen.
Damit gilt für eine Drehung im Uhrzeigersinn: N = 4, 7, 10, 13, 17, 20, 23 ... = 3k + 1
Für eine Drehung im Gegenuhrzeigersinn ist die Situation ähnlich, wobei sich nur ändert, dass sich die erste und zweite Leiter-zu-Leiter Eingangsspannungen nach Ablauf von zwei Dritteln der Grundwelle im gleichen Zustand befinden.
Dann ergibt sich:
und schließlich
worin nur positive Zahlen N Sinn machen.
Dann gilt für eine Drehung im Uhrzeigersinn: N = 3, 5, 8, 11, 14, 17, 20, 23 ... = 3k – 1
Bezüglich der Zahl Z muss ähnlich der vorigen Bedingung eine Drittelperiode der Grundwelle aus einer ganzen Zahl (gekennzeichnet als q) Schalt- bzw. Basisperioden α_x zusammengesetzt sein: T_out/3 = Z·α_x/3 = q·α_x
Somit muss die Zahl Z auch durch 3 teilbar sein.
Werden alle Bedingungen berücksichtigt, so ergeben sich als zulässige Frequenzfaktoren

– N = 7, 13, 19, 25, 31, 37 ... = 6k + 1 für Drehung im Uhrzeigersinn und
– N = 5, 11, 17, 23, 29, 35 ... = 6k – 1 für eine Drehung im Gegenuhrzeigersinn.

Die Zahl Z muss gleichzeitig durch 2 und 3 teilbar sein, was bedeutet, dass sie durch 6 teilbar sein muss und somit im Bereich Z = 6 s = 6, 12, 18, 24, 30, 36 ... liegt, worin s eine ganze Zahl ist.
Auswahl der Schalt- bzw. Basisperiode α_x
Da die zulässigen Ausgangsfrequenzen nun bekannt sind, muss die zulässige Schalt- bzw. Basisperiode α_x bestimmt werden.
Es gilt: α_x = N·360°/Z = N·360°/6 s = N·60°/s
Alle 60° haben die eingangsseitigen Leiter-zu-Leiter Spannungen einen Nulldurchgang. Diese Tatsache kann genutzt werden, um Synchronisationstaktpulse zu erzeugen. Deshalb kann in einfacher Weise zur Kontrolle der Schalt- bzw. Basisperiode α_x diese als Vielfaches von 60° gewählt werden. Hierbei ist es nicht notwendig, dass das Pulsmuster mit der Phasenspan nung synchronisiert wird. Jedoch ist es vorteilhaft, diese Taktpulse als Zeitbasis zu verwenden, um eine genaue Proportion zwischen der Länge einer Schalt- bzw. Basisperiode α_x und der Länge der Phasenperiode sicherzustellen.
Die möglichen Funktionszustände innerhalb einer selben PWM-Periode sind in den 3 bis 5 gezeigt. Wegen des induktiven Typs der angelegten Last ändert sich die Laststromrichtung während einer PWM-Periode nicht.
3 zeigt beispielhaft für die erste Phase einen als "Einschaltzustand" bezeichneten möglichen Funktionszustand bei dem alle eingangsseitigen Transistoren der Transistorzweige der Anordnung 1 auf Durchlass geschaltet sind, was bedeutet, dass der Asynchronmotor direkt mit der Netzspannung verbunden ist. In 3 ist demzufolge der erste Transistorzweig 10, d. h. der erste IGBT 15 und der zweite IGBT 16, auf Durchlass geschaltet ("ON"). Die beiden ausgangsseitigen IGBTS 18, 20 der beiden verbleibenden Transistorzweige 11, 12 sind gesperrt ("OFF"). (Aus Gründen der Einfachheit werden keine Impedanzen betrachtet). Der resultierende Stromfluss ist angegeben.
4 zeigt beispielhaft für die erste Phase einen weiteren als "Ausschaltzustand" bezeichneten möglichen Funktionszustand bei dem alle ausgangsseitigen Transistoren der Transistorzweige der Anordnung 1 auf Durchlass geschaltet sind, was bedeutet, dass die Spannung an der Last auf Null gezwungen wird. In 4 ist demzufolge der erste Transistorzweig 10 weiterhin auf Durchlass geschaltet ("ON"). Die beiden ausgangsseitigen IGBTS 18, 20 der beiden verbleibenden Transistorzweige 11, 12 sind auf Durchlass geschaltet ("ON"). Die beiden eingangsseitigen IGBTS 17, 19 der beiden verbleibenden Transistorzweige 11, 12 sind gesperrt ("OFF"). Der resultierende Stromfluss ist angegeben. Dieser Zustand kann als Frei laufzustand betrachtet werden, bei dem ein kontinuierlicher Stromfluss ermöglicht ist.
Wenn zwischen den in 3 und 4 gezeigten Funktionszuständen umgeschaltet werden soll, ist es vorteilhaft, wenn für einen kurzen Zeitraum, Totzeit genannt, alle mit PWM modulierten Transistoren (d. h. jene der beiden verbleibenden Transistorzweige) gesperrt werden, um ein Übersprechen zu vermeiden. Die beiden Transistoren des ersten Transistorzweigs 10 bleiben hierbei auf Durchlass geschaltet. Dies ist in 5 veranschaulicht. Der resultierende Stromfluss ist hierbei angegeben.
In 6 sind die Leiter-zu-Erde Spannungen der eingangsseitigen Wechselstromquelle 3 und die entsprechenden Steuersignale S1, S2 und S3 zur Ansteuerung des Periodendrittels einer jeden Phase gezeigt. Die Steuersignale S1, S2 und S3 werden auf Basis einer Eingangsspannungsmessung erzeugt und bestimmen, welcher Transistorzweig während des jeweiligen Phasendrittels voll auf Durchlass geschaltet ist. In 6 ist erkennbar, dass während der ersten 120° die Phase V3 das niedrigste Potenzial hat, gefolgt von der Phase V1 während der nächsten 120° und der Phase V2 während der übernächsten 120°. Die Signale S1, S2 und S3 werden hier auf Basis einer "Spannungstaldetektion", d. h. der Erfassung des Periodendrittels mit niedrigstem Potenzial generiert. Dies bedeutet, dass während des ersten Periodendrittels nur die Transistoren des dritten Transistorzweigs voll auf Durchlass geschaltet sind (Steuersignal S3), während des zweiten Periodendrittels nur die Transistoren des ersten Transistorzweigs voll auf Durchlass geschaltet sind (Steuersignal S1), und während des dritten Periodendrittels nur die Transistoren des zweiten Transistorzweigs voll auf Durchlass geschaltet sind (Steuersignal S2. Ist ein Transistorzweig voll auf Durchlass geschaltet, werden die Transistoren der jeweils verbleibenden zwei Tran sistorzweige gleichzeitig mittels PWM moduliert, mit den in 3 bis 5 gezeigten möglichen Funktionszuständen.
In 7 ist ein Kontrollkreis gezeigt, welcher in der Anordnung 1 von 1 durch die IGBT-Gate-Steuereinrichtung 5, den Pulsmuster-Generator 6 und die PWM-Umschaltsteuereinrichtung 7 realisiert ist. In 7 ist eine Mehrzahl IGBT-Gate-Treiber T1–T6 gezeigt, die jeweils mit einem Gate eines zugeordneten IGBT (in Klammern ist dessen Bezugszahl angegeben) verbunden sind. Jeder IGBT-Gate-Treiber T1–T6 ist mit dem Ausgang eines OR-Gates OR1–OR6 verbunden. Die dem ersten, dritten und fünften IGBT zugeordneten OR-Gates OR1, OR2 bzw. OR3 werden an ihren beiden Eingängen mit dem Steuersignal S1, S2 bzw. S3 und dem Ausgangssignal eines UND-Gates AND gespeist. Das UND-Gate AND empfängt an seinen beiden Eingängen ein PWM-Eingangssignal A und ein Pulsmuster des Pulsmustergenerators 6. Der Pulsmustergenerator 6 wird mit einem Signal B bezüglich einer Drehgeschwindigkeitsauswahl und Phasensynchronisationstaktpülsen C gespeist. Das Ausgangssignal des UND-Gates AND wird weiterhin einem NOT-Gate (Inverter) NOT zugeführt, dessen Ausgangssignal jeweils als Eingangssignal den dem zweiten, vierten und sechsten IGBT zugeordneten OR-Gates OR4, OR5 bzw. OR6 zugeführt wird, wobei letzteren an ihrem anderen Eingang jeweils das Steuersignal S1, S2 bzw. S3 zugeführt wird, wie in 7 angegeben ist. E bezeichnet die Eingangsseite (High-Side) und F die Ausgangsseite (Low-Side) des AC-Choppers 4.
Durch gezieltes Einstellen des duty cycle kann die Ausgangsspannung des AC-Choppers 4 und somit der Statorfluss bzw. Statorschlupf beeinflusst werden. Auf diese Weise kann, wenn nur ein kleines Drehmoment erforderlich ist, auch die Motorspannung verringert werden, um eine bessere Effizienz und eine geringere Drehmomentwelligkeit bzw. Geschwindigkeitswelligkeit zu erreichen.
8 zeigt das Taktdiagramm für die in 6 angegebenen Steuersignale. Die mit den Bezugszahlen 15–20 gekennzeichneten Signale sind jeweils logische Signale, die dem Gate des der angegebenen Bezugszahl entsprechenden IGBT zugeführt werden. Mit G ist ein überlagertes Pulsmuster gekennzeichnet, wobei nur während der angegebenen Signalpulse eine Modulation erfolgt und ohne Signalpuls keine Modulation erfolgt.
Wie aus 8 ersichtlich ist, haben bei einem von Null verschiedenen Steuersignal die beiden anderen Steuersignale einen Wert Null. Beispielsweise haben bei einem von Null verschiedenen Steuersignal S3 die beiden Steuersignale S1 und S2 einen Wert Null. Ist ein Steuersignal von Null verschieden, so sind die Transistoren des Transistorszweigs, denen das Steuersignal zugeführt wird, auf Durchlass geschaltet, wobei keine Modulation durch PWM erfolgt. Die Transistoren der beiden anderen Transistorzweige werden währenddessen auf Basis der Signalpulse des Pulsmusters alternierend mittels PWM moduliert, wobei die Transistoren die in 3 bis 5 gezeigten Funktionszustände einnehmen können. Hierbei wird als Spannung für den Asynchronmotor 2 die 1. Harmonische der Netzfrequenz erzeugt. Durch die Wahl eines konstanten duty cycle für die PWM wird die Amplitude der 1. Harmonischen festgelegt.
In 9 sind die Ergebnisse einer Simulation des erfindungsgemäßen Verfahrens für einen herkömmlichen 3 × 400 V, 50 Hz, 3 kW, 4-Pol-Asynchronmotor gezeigt. Die Ausgangsfrequenz der Ausgangsspannungen beträgt 1/7 der Netzfrequenz. In den drei oberen Kurven H sind die den drei Phasen entsprechenden Motorströme dargestellt, die Kurve I stellt die Motorspannung dar, die Kurve J gibt die Drehgeschwindigkeit an, und die Kurve K zeigt das Drehmoment. Als Abszisse ist die Zeit in Sekunden angegeben. In 7 ist weiterhin ein vergrößerter Ausschnitt der Kurven im Bereich des vertikal orientierten Rahmens dargestellt. In der Simulation erfolgt eine Rotation im Uhrzeigersinn. Wegen der 60°-Zeitbasis wurde die Einschaltperiode α_ON auf 180° eingestellt.
In 10 ist ein Vergleich der erfindungsgemäßen Lösung unter Verwendung eines AC-Choppers mit einem herkömmlichen Zyklokonverter, wie er in dem eingangs genannten US-Patent beschrieben ist, gezeigt. Als Abszisse ist die Drehgeschwindigkeit S in 1/min angegeben. Als Ordinate sind das Drehmoment D in Newtonmeter (Nm) und der Strom I in Ampere (A) angegeben. Die durchgezogene Kurve a zeigt das Drehmoment des erfindungsgemäßen AC-Choppers, die durchgezogene Kurve b zeigt das Drehmoment einer idealen Sinusspeisung, die durchgezogene Kurve c zeigt das Drehmoment des herkömmlichen Zyklokonverters. Mit L ist angegeben, dass sich die durchgezogenen Kurven auf das Drehmoment beziehen. Die gestrichelte Kurve a' zeigt den Strom des erfindungsgemäßen AC-Choppers, die gestrichelte Kurve b' zeigt den Strom einer idealen Sinusspeisung, die gestrichelte Kurve c' zeigt den Strom des herkömmlichen Zyklokonverters. Mit M ist angegeben, dass sich die gestrichelten Kurven auf den Strom beziehen.
In 11 ist ein weiterer Vergleich der erfindungsgemäßen Lösung unter Verwendung eines AC-Choppers mit einem herkömmlichen Zyklokonverter gezeigt. Als Abszisse ist die Drehgeschwindigkeit S in 1/min (Synchrongeschwindigkeit beträgt 214/min) angegeben. Als Ordinate sind das Drehmoment D in Newtonmeter (Nm) und der Strom I in Ampere (A) angegeben. Die durchgezogene Kurve a zeigt das Lastmoment des erfindungsgemäßen AC-Choppers, die durchgezogene Kurve b zeigt das Lastmoment einer idealen Sinusspeisung, die durchgezogene Kurve c zeigt das Lastmoment des herkömmlichen Zyklokonverter. Mit N ist angegeben, dass sich die durchgezogenen Kurven auf ein Lastmoment beziehen. Die gestrichelte Kurve a' zeigt den Motorstrom des erfindungsgemäßen AC-Choppers, die gestrichelte Kurve b' zeigt den Motorstrom einer idealen Sinusspeisung, die gestrichelte Kurve c' zeigt den Motorstrom des herkömmli chen Zyklokonverter. Mit O ist angegeben, dass sich die gestrichelten Kurven auf den Motorstrom beziehen. Die gestrichelte Kurve a'' zeigt die Welligkeit des Drehmoments des erfindungsgemäßen AC-Choppers, die gestrichelte Kurve c'' zeigt die Welligkeit des Drehmoments eines herkömmlichen Zyklokonverters. Mit M ist angegeben, dass sich die gestrichelten Kurven auf eine Welligkeit des Drehmoments beziehen.
Wie aus den Figuren ersichtlich ist, kann erfindungsgemäß ein hohes Drehmoment beim Starten erreicht werden, wobei der Vorteil mit der Motorgröße zunimmt. Es kann eine geringere Welligkeit des Drehmoments und damit weniger Lärm und Vibrationen des Asynchronmotors erreicht werden. Zudem sind die Motorsströme geringer.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

- DE 2558113 C2 [0003]
- EP 0408045 B1 [0003]
- US 6870333 B2 [0004]

Claims

Anordnung (1), welche umfasst: – drei parallele Transistorzweige (10–12), die eingangsseitig jeweils mit einer Phase einer Dreiphasen-Wechselstromquelle (3) und ausgangsseitig miteinander verbunden sind, wobei jeder Transistorzweig zwei in Serie geschaltete Transistoren (15–20) umfasst, zu denen jeweils eine Diode (21–26) mit einer bezüglich einer Durchlassrichtung des zugehörigen Transistors entgegen gerichteten Sperrrichtung parallel geschaltet ist, wobei die beiden Dioden eines selben Transistorzweigs in Serie miteinander verschaltet sind, – einen Dreiphasen-Wechselstrommotor (2), welcher mit einem Lastpfad (33, 35, 37) eines jeden Transistorzweigs (10–12) im Bereich zwischen den beiden Transistoren eines selben Transistorzweigs verbunden ist, – eine Steuereinrichtung (5–7) zur Steuerung der Transistoren.
Anordnung (1) nach Anspruch 1, bei welcher jeweils zwei Transistorzweige eingangsseitig über einen Kondensator (30–32) miteinander verbunden sind.
Anordnung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 2, bei welcher die Transistoren in Form von IGBTs ausgebildet sind.
Verfahren zum Steuern eines Dreiphasen-Wechselstrommotors einer Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei welchem während eines wählbaren Periodenabschnitts (α_ON) einer jeden Phase (V1–V3) der Dreiphasen-Wechselstromquelle (3) die beiden Transistoren des zu einer Phase gehörenden Transistorzweigs auf Durchlass geschalten werden, wobei gleichzeitig die Transistoren der beiden anderen Transistorzweige mittels Pulsweitenmodulation bezüglich zweier Funktionszustände moduliert werden, wobei in einem ersten Funktionszustand die bei den eingangsseitigen Transistoren auf Durchlass geschaltet sind, während die beiden ausgangsseitigen Transistoren gesperrt sind, und in einem zweiten Funktionszustand die beiden ausgangsseitigen Transistoren auf Durchlass geschaltet sind, während die beiden eingangsseitigen Transistoren gesperrt sind, derart, dass für jede Phase eine Grundwelle wählbarer Amplitude und Frequenz erzeugt wird, wobei die Frequenz der Grundwelle niedriger als die Phasenfrequenz ist.
Verfahren nach Anspruch 4, bei welchem bei der Pulsweitenmodulation der beiden anderen Transistorzweige die Transistoren vor dem Umschalten in den ersten bzw. zweiten Funktionszustand gesperrt werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 5, bei welchem die beiden Transistoren eines Transistorzweigs während eines Periodendrittels einer jeden Phase auf Durchlass geschalten.
Verfahren nach Anspruch 6, bei welchem als Periodendrittel ein die niedrigste Spannung mittig enthaltender Periodenabschnitt gewählt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 7, bei welchem eine Pulsweitenmodulation auf Basis eines regelmäßigen Pulsmusters erfolgt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 8, bei welchem eine Pulsweitenmodulation mit konstantem duty cycle erfolgt.