CN205249112U - 新型低压配电降压节能装置 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种新型低压配电降压节能装置，包括第一整流桥、滤波电路、IGBT模块、逆变桥和异步电机，三相交流电依次通过第一整流桥、滤波电路、IGBT模块和逆变桥后输出至异步电机，还包括IGBT模块驱动电路、数据采集电路、多输出隔离开关电源电路和DSP控制电路，所述数据采集电路将采集的异步电机信号传输至DSP控制电路，所述DSP控制电路的输出端与IGBT模块驱动电路的输入端连接，所述IGBT模块驱动电路的输出端与IGBT模块的输入端连接，所述多输出隔离开关电源电路分别为IGBT模块驱动电路、数据采集电路和DSP控制电路提供直流电源。达到在常规调压控制的基础上能够使电机运行在效率最大化，同时保证***对负载变化有良好的跟随特性的目的。

Description

新型低压配电降压节能装置

技术领域

本实用新型涉及电机控制领域，具体地，涉及一种新型低压配电降压节能装置。

背景技术

异步电动机作为使用最广泛的电动机，因具备结构简单、价格低廉、坚固耐用、制造方便、很少需要维护和能在恶劣环境下持续运行的优点，在日常生活，尤其是工业生产中得到了广泛的使用，是电能的主要消耗者。当前，大部分工业拖动都是异步电动机，地位显著。实际中，工矿企业有相当多的异步电动机及相关的拖动***处在非经济运行状态，造成极大的电能浪费。分析其原因，主要有两个：第一，异步电动机直接起动的电流过大，对电网造成较大的冲击，这就影响了同一电网其它设备的正常运行；另一方面，异步电动机在运行时，负载经常变化，这就导致了电机经常处于轻载和空载的状态，功率因数和效率变低，“大马拉小车”现象严重，电能白白被消耗。所以，电动机的节能对能源保护和社会经济的发展有很重要的意义。有数据表明，电动机节能率每提高一个百分点，每年就能节省电费几十亿元。在电机节能上，此前已经在优化电机设计工艺、技术改造和合理选型等方面有了较为显著的工作，但是研究如何进一步提高异步电动机的节能经济运行仍有较大的空间和现实意义。

(1)、异步电动机降压节能方法：

电机效率优化控制策略，归纳起来可以分为以下几种类型：基于最小功率因数角的控制方法、基于电机效率的最大效率控制方法、基于定子电流检测的最小定子电流法、基于输入功率的最小有功功率在线搜索方法等，结合现有的智能控制技术如自适应控制、模糊控制、神经网络控制等实现电机的智能化控制。

(2)、基于IGBT模块的电机驱动技术：

以IGBT为核心的变换器在工业电机驱动、新能源发电、电力传输、电能变换、电能质量控制和无功补偿等领域广泛应用,在中等及大功率应用中逐渐占据主导地位。驱动和保护电路的性能直接影响着IGBT的性能和变换器***的安全稳定运行。

(3)、异步电机在线效率优化控制策略：

对于异步电动机的智能节能控制不依赖精确模型的在线搜索寻优法。这类寻优方法主要有基于最小输入定子电流法、最小输入功率法等。在保证异步电动机能正常运行的情况下,即转速变化不大,转子电流不超过额定值,使异步电动机在一定区间内进行在线搜索,寻找效率最优的工作点。

目前三相异步电动机的节能方法硬件实现主要有五种方式：基于电机本身结构的改进技术，基于星-角转换的控制技术，基于电容的无功就地补偿技术，基于变频器的变频调速节能技术，基于晶闸管或IGBT的调压节能技术。

基于电机本身结构的改进技术，目前已经得到实际应用的高效电机主要有稀土永磁电机和开关磁阻电机，在美国、加拿大等国得到了广泛普及。然而在我国，高效电机却始终市场的占有率低下，在这方面还是需要国家有关部门出台相应的法律法规来进行引导。基于星-角转换的控制技术，属于传统节能方式，被大量应用于需要软启动的场合中。但是其存在输出电压变化不连续，重负载下效果差等缺点。基于电容的无功就地补偿技术，能够有效提高电动机的功率因数，减少电动机的无功损耗，但无法降低有功损耗，并且就地补偿电容值的大小，没有明确的公式，通过经验来匹配电容，难免造成匹配不当的情况发生。因此这种方法的节电效果一般。基于变频器的变频调速技术，是近年来的研究热点。由于其软启动性能好，可以方便调整电机参数，对于电机寿命的延长有很大好处。同时由于其可以改变电机的转速，所以随着负载的降低，能量消耗也会下降，节能效果良好。目前应用于变频调速的控制技术也得到了较快的发展，主要有恒压频比控制、转差频率控制、矢量控制和直接转矩控制等，且已全部实现了数字化，而且这些控制技术通过与现代智能控制理论（模糊控制、神经网络、遗传算法等）结合，已经展现出在电机节能控制方面的强大的优越性和巨大的潜力。

在电机智能控制策略方面，由于交流电机是非线性、多变量、耦合***，且受到转矩波动、未知负载和电机本身参数变化等的影响，传统控制方法难以实现快速、精确控制要求。智能控制不依赖于对象模型，继承了人脑思维的非线性特征，并在处理有不精确性和不确定性的问题中获得可处理性、鲁棒性。由于交流传动***具有较明确的数学模型，在交流传动中引入智能控制的目的是充分利用其非线性、变结构、自寻优等功能来克服交流传动***的变参数与非线性等因素，从而提高***的鲁棒性。目前，主要的智能控制策略有模糊控制、神经网络控制、遗传算法、专家控制、支持向量机控制等，其中模糊控制和神经网络控制智能控制在交流传动***应用中较为成熟。

现有技术存在的缺点：

①现有控制策略电机的运行效率较低，依赖于电机的数学模型。

②在线检测参数精度不高，影响控制器的控制精度。

③现有控制器中很少引入智能控制***，利用其非线性、变结构、自寻优等功能来克服传动***的变参数与非线性等因素。

实用新型内容

本实用新型的目的在于，针对上述问题，提出一种新型低压配电降压节能装置，以实现在常规调压控制的基础上能够使电机运行在效率最大化，同时保证***对负载变化有良好的跟随特性的优点。

为实现上述目的，本实用新型采用的技术方案是：

一种新型低压配电降压节能装置，包括第一整流桥、滤波电路、IGBT模块、逆变桥和异步电机，三相交流电依次通过第一整流桥、滤波电路、IGBT模块和逆变桥后输出至异步电机，还包括IGBT模块驱动电路、数据采集电路、多输出隔离开关电源电路和DSP控制电路，所述数据采集电路将采集的异步电机信号传输至DSP控制电路，所述DSP控制电路的输出端与IGBT模块驱动电路的输入端连接，所述IGBT模块驱动电路的输出端与IGBT模块的输入端连接，所述多输出隔离开关电源电路分别为IGBT模块驱动电路、数据采集电路和DSP控制电路提供直流电源。

进一步的，所述多输出隔离开关电源电路，包括输入整流滤波电路、高频变压器、PWM控制芯片TL2844B和三端稳压器7805；

所述输入整流滤波电路，包括电容C1、电感L1、电容C2、第二整流桥、电容C3、电容C4而二极管D5，所述电容C1连接在电感L1的一端，所述电容C2连接在电感L1的另一端，所述电感L1的另一端与第二整流桥的输入端连接，所述第二整流桥的输出端连接电容C3，且电容C3的一端接地，电容C3的另一端与高频变压器的初级绕组的同名端连接，电容C4和二极管D5组成的串联电路并联在高频变压器初级绕组的两端，且二极管D5的阴极与电容C4串联，电阻R1与电容C4并联；

所述高频变压器第一次级绕组的同名端与三端稳压器7805的输入端连接，所述三端稳压器7805的输入端与三端稳压器7805的接地端之间串联电容C13，电容C14和电容C15组成的并联电路串联在三端稳压器7805的接地端与三端稳压器7805的输出端之间，所述三端稳压器7805的接地端与高频变压器第一次级绕组的异名端连接；

所述高频变压器第二次级绕组的同名端与二极管D10的阳极连接，所述二极管D10的阴极与高频变压器第二次级绕组的异名端之间串联电容C18，电容C19与电容C18并联，高频变压器第三次级绕组的同名端与高频变压器第二次级绕组的异名端连接，高频变压器第三次级绕组的异名端与二极管D11的阴极连接，二极管D11的阳极与高频变压器第三次级绕组的同名端之间串联电容C20，电容C21与电容C20并联；

所述高频变压器第四次级绕组的同名端与二极管D12的阳极连接，所述二极管D12的阴极与高频变压器第四次级绕组的异名端之间串联电容C22，电容C23与电容C22并联，高频变压器第五次级绕组的同名端与高频变压器第四次级绕组的异名端连接，高频变压器第五次级绕组的异名端与二极管D13的阴极连接，二极管D13的阳极与高频变压器第五次级绕组的同名端之间串联电容C24，电容C25与电容C24并联；

所述高频变压器第六次级绕组的同名端与二极管D14的阳极连接，所述二极管D14的阴极与高频变压器第六次级绕组的异名端之间串联电容C26，电容C27与电容C26并联，高频变压器第七次级绕组的同名端与高频变压器第六次级绕组的异名端连接，高频变压器第七次级绕组的异名端与二极管D15的阴极连接，二极管D15的阳极与高频变压器第七次级绕组的同名端之间串联电容C28，电容C29与电容C28并联；

所述二极管D12的阴极与二极管D14的阴极连接，且二极管D12和二极管D14之间的节点与光电耦合器的输入端之间串联电阻R12，电阻R12的一端与光电耦合器的一个输入端连接，电阻R12的另一端与电阻R14连接，电阻R14电容C10串联，电阻C10与稳压二极管U2并联，稳压二极管U2的输出端与光电耦合器的另一个输入端连接，光电耦合器的输出端连接电容C9，电容C9的一端接地，电容C9的另一端与PWM控制芯片TL2844B的电流补偿控制管脚COMP连接，PWM控制芯片TL2844B的输出管脚OUTPUT与二极管D8的阴极连接，二极管D8的阳极与电阻R7连接，二极管D8与电阻R7组成的串联电路与电阻R8并联，电阻R7和电阻R8之间的节点与场效应管Q1的栅极连接，场效应管Q1的栅极与场效应管Q1的源极之间依次串联电阻R9、电阻R11和电阻R10，场效应管Q1的漏极与高频变压器的初级绕组的异名端连接，高频变压器的第八次级绕组的同名端与二极管D7的阳极连接，二极管D7的阴极与PWM控制芯片TL2844B的电源管脚Vcc之间串联电阻R6，所述PWM控制芯片TL2844B的电源管脚Vcc与电阻R6之间的节点与高频变压器的第八次级绕组的异名端之间连接电容C5，电容C6与电容C5并联，PWM控制芯片TL2844B的电源管脚Vcc与二极管D6的阴极连接，二极管D6的阳极与高频变压器的初级绕组的同名端之间串联电阻R2，电阻R3与二极管D6并联。

进一步的，所述IGBT模块驱动电路，包括IGBT上半桥驱动电路和IGBT下半桥驱动电路，且所述IGBT上半桥驱动电路与IGBT下半桥驱动电路结构相同，所述IGBT上半桥驱动电路包括隔离驱动芯片和IGBT的栅极驱动电路，其中隔离驱动芯片与IGBT的栅极驱动电路电连接，所述IGBT的栅极驱动电路包括二极管D9、二极管D19、电阻R30、电阻R15、电容C59、电容E6、电容C58、电容E7、稳压二极管Z1和稳压二极管Z2，所述稳压二极管Z1与稳压二极管Z2组成的串联电路与电阻R15并联，所述稳压二极管Z1的阳极与稳压二极管Z2的阳极连接，稳压二极管Z1的阴极与电阻R30的一端连接，电阻R30的另一端与隔离驱动芯片TLP350的电压输出端连接，二极管D19的阴极与隔离驱动芯片TLP350的接地端连接，二极管D9的阴极与隔离驱动芯片TLP350电源端连接，二极管D19的阳极与二极管D9的阳极之间串联电容C59和电容C58，电容E6与电容C59并联，电容E7与电容C58并联。

进一步的，所述数据采集电路，包括霍尔传感器和交流电流调理电路，其中霍尔传感器的输出端连接交流电流调理电路，交流电流调理电路，包括电流互感器TIa、电阻Ra6、电阻Ra7、电阻Ra8、电阻Ra9、电阻Ra10、电阻Ra11、电阻Ra12、电阻Ra13、电阻Ra14、电容Ca3、电容Ca4、运算放大器U3A和运算放大器U3B，电阻Ra10、电阻Ra12、电阻Ra13和电阻Ra11组成的串联支路与电阻Ra9并联后连接在电流互感器TIa的输出端，电阻Ra10和电阻Ra12之间的节点与运算放大器U3A的同相输入端连接，运算放大器U3A的输出端和运算放大器U3A的反相输入端之间串联电阻Ra8，电阻Ra11和电阻Ra13之间的节点与运算放大器U3B的同相输入端连接，运算放大器U3B的输出端和运算放大器U3B的反相输入端之间串联电阻Ra6，运算放大器U3A的反相输入端与运算放大器U3B的输出端之间串联电阻Ra7，电阻Ra11和电阻Ra13之间的节点与电阻Ra10和电阻Ra12之间的节点之间依次串联电容Ca4和电容Ca3，运算放大器U3B的反相输入端与电阻Ra14串联接地。

本实用新型的技术方案具有以下有益效果：

本实用新型的技术方案，通过DSP控制IGBT模块驱动电路，进而控制IGBT模块，从而达到控制异步电机的作用，达到了在常规调压控制的基础上能够使电机运行在效率最大化，同时保证***对负载变化有良好的跟随特性的目的。

附图说明

图1为本实用新型实施例所述的新型低压配电降压节能装置的原理框图；

图2为本实用新型实施例所述的多输出隔离开关电源电路的电子电路图；

图3为本实用新型实施例所述的IGBT上半桥驱动电路的电子电路图；

图4为本实用新型实施例所述的数据采集电路的电子电路图；

图5为本实用新型实施例所述的多输出隔离开关电源电路的原理框图；

图6为节能的最优控制策略中在线搜索寻优原理图；

图7为节能的最优控制策略中自动匹配分区寻优流程图；

图8为节能的最优控制策略中黄金分割法自动寻优算法流程图；

图9为本实用新型实施例所述的节能装置的最优控制流程图。

具体实施方式

以下结合附图对本实用新型的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。

如图1所示，一种新型低压配电降压节能装置，包括第一整流桥、滤波电路、IGBT模块、逆变桥和异步电机，三相交流电依次通过第一整流桥、滤波电路、IGBT模块和逆变桥后输出至异步电机，还包括IGBT模块驱动电路、数据采集电路、多输出隔离开关电源电路和DSP控制电路，数据采集电路将采集的异步电机信号传输至DSP控制电路，DSP控制电路的输出端与IGBT模块驱动电路的输入端连接，IGBT模块驱动电路的输出端与IGBT模块的输入端连接，多输出隔离开关电源电路分别为IGBT模块驱动电路、数据采集电路和DSP控制电路提供直流电源。

如图2所示，多输出隔离开关电源电路，包括输入整流滤波电路、高频变压器、PWM控制芯片TL2844B和三端稳压器7805；

输入整流滤波电路，包括电容C1、电感L1、电容C2、第二整流桥、电容C3、电容C4而二极管D5，电容C1连接在电感L1的一端，电容C2连接在电感L1的另一端，电感L1的另一端与第二整流桥的输入端连接，第二整流桥的输出端连接电容C3，且电容C3的一端接地，电容C3的另一端与高频变压器的初级绕组的同名端连接，电容C4和二极管D5组成的串联电路并联在高频变压器初级绕组的两端，且二极管D5的阴极与电容C4串联，电阻R1与电容C4并联；

高频变压器第一次级绕组的同名端与三端稳压器7805的输入端连接，三端稳压器7805的输入端与三端稳压器7805的接地端之间串联电容C13，电容C14和电容C15组成的并联电路串联在三端稳压器7805的接地端与三端稳压器7805的输出端之间，三端稳压器7805的接地端与高频变压器第一次级绕组的异名端连接；

高频变压器第二次级绕组的同名端与二极管D10的阳极连接，二极管D10的阴极与高频变压器第二次级绕组的异名端之间串联电容C18，电容C19与电容C18并联，高频变压器第三次级绕组的同名端与高频变压器第二次级绕组的异名端连接，高频变压器第三次级绕组的异名端与二极管D11的阴极连接，二极管D11的阳极与高频变压器第三次级绕组的同名端之间串联电容C20，电容C21与电容C20并联；

高频变压器第四次级绕组的同名端与二极管D12的阳极连接，二极管D12的阴极与高频变压器第四次级绕组的异名端之间串联电容C22，电容C23与电容C22并联，高频变压器第五次级绕组的同名端与高频变压器第四次级绕组的异名端连接，高频变压器第五次级绕组的异名端与二极管D13的阴极连接，二极管D13的阳极与高频变压器第五次级绕组的同名端之间串联电容C24，电容C25与电容C24并联；

高频变压器第六次级绕组的同名端与二极管D14的阳极连接，二极管D14的阴极与高频变压器第六次级绕组的异名端之间串联电容C26，电容C27与电容C26并联，高频变压器第七次级绕组的同名端与高频变压器第六次级绕组的异名端连接，高频变压器第七次级绕组的异名端与二极管D15的阴极连接，二极管D15的阳极与高频变压器第七次级绕组的同名端之间串联电容C28，电容C29与电容C28并联；

二极管D12的阴极与二极管D14的阴极连接，且二极管D12和二极管D14之间的节点与光电耦合器的输入端之间串联电阻R12，电阻R12的一端与光电耦合器的一个输入端连接，电阻R12的另一端与电阻R14连接，电阻R14电容C10串联，电阻C10与稳压二极管U2并联，稳压二极管U2的输出端与光电耦合器的另一个输入端连接，光电耦合器的输出端连接电容C9，电容C9的一端接地，电容C9的另一端与PWM控制芯片TL2844B的电流补偿控制管脚COMP连接，PWM控制芯片TL2844B的输出管脚OUTPUT与二极管D8的阴极连接，二极管D8的阳极与电阻R7连接，二极管D8与电阻R7组成的串联电路与电阻R8并联，电阻R7和电阻R8之间的节点与场效应管Q1的栅极连接，场效应管Q1的栅极与场效应管Q1的源极之间依次串联电阻R9、电阻R11和电阻R10，场效应管Q1的漏极与高频变压器的初级绕组的异名端连接，高频变压器的第八次级绕组的同名端与二极管D7的阳极连接，二极管D7的阴极与PWM控制芯片TL2844B的电源管脚Vcc之间串联电阻R6，PWM控制芯片TL2844B的电源管脚Vcc与电阻R6之间的节点与高频变压器的第八次级绕组的异名端之间连接电容C5，电容C6与电容C5并联，PWM控制芯片TL2844B的电源管脚Vcc与二极管D6的阴极连接，二极管D6的阳极与高频变压器的初级绕组的同名端之间串联电阻R2，电阻R3与二极管D6并联。

如图5所示，设计了以电流内环电压外环的双闭环串级控制拓扑结构的多输出开关电源，以PWM控制芯片TL2844B为调节核心的单端反激多路输出开关电源的方案，对高频变压器、缓冲吸收电路、启动电路、电压反馈电路、电流限制等电路的进行设计。该电源***各路电压输出稳定，高频噪声小，在实际应用中，满足了以IGBT模块为逆变器的异步电机节能控制***辅助电源要实现宽范围电压输入和多路隔离输出的要求。

整个电路由输入整流滤波电路、高频压器、启动电路、稳压电路、输出电路、反馈电路和保护电路等组成。220V交流电经过整流滤波后，通过单端反激变换器转换为+24V、+15V和-5V、±15V、+5V输出，其中+5V、+15V和-5V输出是最重要且纹波要求较高的，因此对+15V和-5V输出进行电压反馈调节；对+5V输出采用7805进行稳压。考虑到辅助电源的负载是固定的，其他各路输出电压的质量要求不高，在满足***要求下，考虑低成本的角度出发，对于其他各路输出不在采用二次稳压和LC滤波。

如图3所示，IGBT模块驱动电路，包括IGBT上半桥驱动电路和IGBT下半桥驱动电路，且IGBT上半桥驱动电路与IGBT下半桥驱动电路结构相同，IGBT上半桥驱动电路包括隔离驱动芯片和IGBT的栅极驱动电路，其中隔离驱动芯片与IGBT的栅极驱动电路电连接，IGBT的栅极驱动电路包括二极管D9、二极管D19、电阻R30、电阻R15、电容C59、电容E6、电容C58、电容E7、稳压二极管Z1和稳压二极管Z2，稳压二极管Z1与稳压二极管Z2组成的串联电路与电阻R15并联，稳压二极管Z1的阳极与稳压二极管Z2的阳极连接，稳压二极管Z1的阴极与电阻R30的一端连接，电阻R30的另一端与隔离驱动芯片TLP350的电压输出端连接，二极管D19的阴极与隔离驱动芯片TLP350的接地端连接，二极管D9的阴极与隔离驱动芯片TLP350电源端连接，二极管D19的阳极与二极管D9的阳极之间串联电容C59和电容C58，电容E6与电容C59并联，电容E7与电容C58并联。

IGBT模块选用了7MBR100U4B120-50，其额定电压为1200V，额定电流为75A。其驱动电路如图3所示，隔离驱动芯片选用隔离光耦TLP350，适用于IGBT的栅极驱动电路。输入电流阀值5mA，电源电压15～35V，输出电流±2.0A（最大），隔离电压3750V，开通/关断时间（tPLH/tPHL）0.5μs。TLP350光耦既保证了功率驱动电路与PWM脉宽调制电路的可靠隔离，又具备了直接驱动MOSFET的能力，使驱动电路简单。

IGBT模块驱动和保护电路终点压考虑：

①额定工作电压和额定电流；

②门极正反偏置电压；

③门极电阻；

④门极过压过流保护；

⑤驱动电路与主控制电路之间电隔离。

如图4所示，数据采集电路，包括霍尔传感器和交流电流调理电路，其中霍尔传感器的输出端连接交流电流调理电路，交流电流调理电路，包括电流互感器TIa、电阻Ra6、电阻Ra7、电阻Ra8、电阻Ra9、电阻Ra10、电阻Ra11、电阻Ra12、电阻Ra13、电阻Ra14、电容Ca3、电容Ca4、运算放大器U3A和运算放大器U3B，电阻Ra10、电阻Ra12、电阻Ra13和电阻Ra11组成的串联支路与电阻Ra9并联后连接在电流互感器TIa的输出端，电阻Ra10和电阻Ra12之间的节点与运算放大器U3A的同相输入端连接，运算放大器U3A的输出端和运算放大器U3A的反相输入端之间串联电阻Ra8，电阻Ra11和电阻Ra13之间的节点与运算放大器U3B的同相输入端连接，运算放大器U3B的输出端和运算放大器U3B的反相输入端之间串联电阻Ra6，运算放大器U3A的反相输入端与运算放大器U3B的输出端之间串联电阻Ra7，电阻Ra11和电阻Ra13之间的节点与电阻Ra10和电阻Ra12之间的节点之间依次串联电容Ca4和电容Ca3，运算放大器U3B的反相输入端与电阻Ra14串联接地。

霍尔电流传感器选用TBC50SY,额定输入电流30A，额定输出电压±4±0.5%V，其输出交流电流作为输出信号。TMS320F2406的A/D输入信号范围为0～3V．因此必须添加合适的调理电路以满足A／D输入的要求。交流电流调理电路图3中，交流电流信号经精密采样电阻将电流信号变换为电压信号，通过2.5V基准电源将交流信号抬高变为直流信号，再由运放构成的反相器：箝位限幅电路，以保证输出电压信号在0～3V，满足TMS320F2406的A/D输入信号范围。

本发明技术方案根据电机的损耗模型提出能够实现上述功能的控制算法，以DSP和IGBT模块为核心设计控制电路，并设计驱动电路、检测电路、保护电路和主电路等，并在所设计的硬件平台上实现提出的控制算法，从而完成节能的要求。

异步电动机运行控制***中，对于节能运行控制目前主要有变频调速技术和端电压调压节能技术。变频调速技术在风机、水泵等需要大范围调速的场合取得了很好的节能效果,但是对于负载变化较大而不需要调速的场合其节能优点很难体现，而电机端电压调压技术适合恒速调压的设备节能。但目前对于电机端电压调压技术的应用，更多地要依靠电机的准确模型，但对于获取电机的模型参数却是较为困难，并且在电机的使用中，由于使用环境，电机寿命等随时间的变化而变化，所示电机的参数也是有变化的，导致电机模型不准确，使之电机的控制精度降低，节能效果变差。在电机的控制策略上，在智能控制算法引入上，目前很多处于试验阶段，在实际的应用中还是较少。在设计成本上，降低应用成本也是装置设计的关键。

如图1所示，整个装置包括整流逆变主电路、IGBT模块驱动电路、检测电路、辅助电源电路、基于TMS320F2406主控电路、保护电路以及接口电路等部分组成。

根据设计电机容量的参数对主电路各器件进行参数匹配，合理设计整流电路和逆变电路，包括对进线滤波器的设计；设计IGBT驱动电路，实现对IGBT的可靠驱动；根据***要求设计出满足***要求的辅助开关电源电路，包括多路IGBT驱动电源、风扇驱动电源、主控板供电电源等；设计各检测电路，包括三相电流检测电路和电压检测电路，并根据***要求设计其他辅助电路；设计了基于TMS320F2406主控电路，用于实现对电机进行节能调压或变频控制的各项算法，是***控制算法实现的核心基础，在满足***对快速性和实时性要求的同时保证了***的可靠性和灵活性；以IGBT模块为核心构成的整流逆变器，实现对异步电动机恒速调压控制和变频调速控制两种节能模式电源输出。

新型低压配电降压节能装置的控制程序算法设计：

（1）节能的最优控制策略：

本装置使用不依赖精确模型的在线搜索寻优法。这类寻优方法主要有基于最小输入定子电流法、最小输入功率法等。在保证异步电动机能正常运行的情况下,即转速变化不大,转子电流不超过额定值,使异步电动机在一定区间内进行在线搜索,寻找效率最优的工作点。

在线搜索寻优的原理如图6所示,在线搜索***输出U后,U经异步电动机整体***反应后输出x,反馈量x经反馈检测后得到在线搜索模块的输入量X’,X’进入在线搜索寻优***,经寻优***的综合寻优分析,得出新的输出U,由此整个***进入寻优循环。***经过若干次的在线寻优后,会逐渐缩小寻优搜索区间,直到找到异步电动机的最优运行工作点。

（1）基于黄金分割算法的定子最小电流控制在线搜索优化算法：

根据额定电压下，电机定子电流的大小来辨识负载的轻重，由电机的负载状况，来自动进行最小电流寻优计算。为了缩短搜索时间，首先确定分区寻优的个数，如分区太多，则精确性不够，太少则意义不大，考虑设定三个寻优区间比较合理。在保证调压后电机转速基本保持不变，综合考虑不确定性因素，加入一定的寻优电压范围阀值，根据分区的情况，初步设定两个辨识电压点315V和325V，和三个寻优电压区间，分别为[280V，310V]；[300V，330V]；[320V，400V]。

如图7所示，当三相异步电动机的负载发生变化时，电机的定子电流会相应发生变化。由于在线寻优模块的实时监控，它会及时启动在线寻优程序，检测此时额定电压下的定子电流，将与己知的，进行比较，根据比较的结果来自动匹配此时相应的寻优区间，最后在线寻优此区间内的电机最优节能工作点。

基于异步电动机最小定子电流在线黄金分割法自动寻优算法流程如图8所示。

电机节能控制器具有实时的在线寻优功能，当电机负载发生变化时，电机的定子电流会相应发生变化，由于在线寻优程序具有实时监控的功能，它会根据前后检测的定子电流变化情况，及时地做出反应，达到电机的自动搜索寻优节能目。

综合上述方法的特点，可以考虑将定子最小电流法和黄金分割法进行结合，得到一种混合控制方法，将两者的优势进行互补。首先利用定子最小电流法得到一个略保守的电压调整值，然后在该调整值附近进行适当扩展，保证电机的效率最优点被包含，这样可以大大收缩在黄金分割算法时的搜索区间，同时在搜索的过程中可以避免电机定子电压的大幅度突变，不至于造成电机输出电磁转矩、电流等大的波动，同时缩短了过度过程，加快了搜索的速率。

综上所述，本实用新型具有以下效果：

1、装置主要技术指标：

①供电电源：三相380V，50/60Hz。

②起动电压：供电电压的30～70%。

起动扭力：直接起动扭力的10～50%。

软起动时间：0.5～60秒设定。

软停机时间；0.5～60秒设定。

③工作方式：全压工作方式、恒速调压节能方式、变频调速节能方式。

④控制方式：全压工作方式下，节能控制器被继电器旁路，电动机由市电直接供电。恒速调压节能方式下，节能控制器根据负载自动降压、升压运行。变频调速节能方式，手动方式调节频率在0～50HZ范围内变化，实现变频调速。

⑤故障检测：缺相及电路发生短路会自动停机。

⑥参数输入：输入电机铭牌，节能控制器能够根据电机参数自学习，建立电机模型。

⑦显示：通过设置可显示，电压、电流、频率、电机转速。

⑧LED指示灯指示：电源、运行、起动、停机、故障及节能运行。

⑨风扇电压：220V或380V。

1、节能效果：

利用节能装置，对额定功率为5.5kW的异步电机进行了试验。在保证电机额定转速保持不变的情况下，对于接入不同负载的电机进行降压节能，其接入前后节能效果如表1所示。实验测试证明，电机轻载时节电效果良好，空载时节能效果达到27.3%，当负载大于60%时节电效果已经很不明显，甚至效率变低，电机更适合全压工作。因此，利用降低电机端电压的方法进行节能的适用范围是有限的，只有在电机处于空载或轻载状态下才适合降压节能。

表1、投入节能控制装置前后比较表。

最后应说明的是：以上所述仅为本实用新型的优选实施例而已，并不用于限制本实用新型，尽管参照前述实施例对本实用新型进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种新型低压配电降压节能装置，包括第一整流桥、滤波电路、IGBT模块、逆变桥和异步电机，三相交流电依次通过第一整流桥、滤波电路、IGBT模块和逆变桥后输出至异步电机，其特征在于，还包括IGBT模块驱动电路、数据采集电路、多输出隔离开关电源电路和DSP控制电路，所述数据采集电路将采集的异步电机信号传输至DSP控制电路，所述DSP控制电路的输出端与IGBT模块驱动电路的输入端连接，所述IGBT模块驱动电路的输出端与IGBT模块的输入端连接，所述多输出隔离开关电源电路分别为IGBT模块驱动电路、数据采集电路和DSP控制电路提供直流电源。

2.根据权利要求1所述的新型低压配电降压节能装置，其特征在于，所述多输出隔离开关电源电路，包括输入整流滤波电路、高频变压器、PWM控制芯片TL2844B和三端稳压器7805；

所述输入整流滤波电路，包括电容C1、电感L1、电容C2、第二整流桥、电容C3、电容C4而二极管D5，所述电容C1连接在电感L1的一端，所述电容C2连接在电感L1的另一端，所述电感L1的另一端与第二整流桥的输入端连接，所述第二整流桥的输出端连接电容C3，且电容C3的一端接地，电容C3的另一端与高频变压器的初级绕组的同名端连接，电容C4和二极管D5组成的串联电路并联在高频变压器初级绕组的两端，且二极管D5的阴极与电容C4串联，电阻R1与电容C4并联；

所述高频变压器第一次级绕组的同名端与三端稳压器7805的输入端连接，所述三端稳压器7805的输入端与三端稳压器7805的接地端之间串联电容C13，电容C14和电容C15组成的并联电路串联在三端稳压器7805的接地端与三端稳压器7805的输出端之间，所述三端稳压器7805的接地端与高频变压器第一次级绕组的异名端连接；

所述高频变压器第二次级绕组的同名端与二极管D10的阳极连接，所述二极管D10的阴极与高频变压器第二次级绕组的异名端之间串联电容C18，电容C19与电容C18并联，高频变压器第三次级绕组的同名端与高频变压器第二次级绕组的异名端连接，高频变压器第三次级绕组的异名端与二极管D11的阴极连接，二极管D11的阳极与高频变压器第三次级绕组的同名端之间串联电容C20，电容C21与电容C20并联；

所述高频变压器第四次级绕组的同名端与二极管D12的阳极连接，所述二极管D12的阴极与高频变压器第四次级绕组的异名端之间串联电容C22，电容C23与电容C22并联，高频变压器第五次级绕组的同名端与高频变压器第四次级绕组的异名端连接，高频变压器第五次级绕组的异名端与二极管D13的阴极连接，二极管D13的阳极与高频变压器第五次级绕组的同名端之间串联电容C24，电容C25与电容C24并联；

所述高频变压器第六次级绕组的同名端与二极管D14的阳极连接，所述二极管D14的阴极与高频变压器第六次级绕组的异名端之间串联电容C26，电容C27与电容C26并联，高频变压器第七次级绕组的同名端与高频变压器第六次级绕组的异名端连接，高频变压器第七次级绕组的异名端与二极管D15的阴极连接，二极管D15的阳极与高频变压器第七次级绕组的同名端之间串联电容C28，电容C29与电容C28并联；

所述二极管D12的阴极与二极管D14的阴极连接，且二极管D12和二极管D14之间的节点与光电耦合器的输入端之间串联电阻R12，电阻R12的一端与光电耦合器的一个输入端连接，电阻R12的另一端与电阻R14连接，电阻R14电容C10串联，电阻C10与稳压二极管U2并联，稳压二极管U2的输出端与光电耦合器的另一个输入端连接，光电耦合器的输出端连接电容C9，电容C9的一端接地，电容C9的另一端与PWM控制芯片TL2844B的电流补偿控制管脚COMP连接，PWM控制芯片TL2844B的输出管脚OUTPUT与二极管D8的阴极连接，二极管D8的阳极与电阻R7连接，二极管D8与电阻R7组成的串联电路与电阻R8并联，电阻R7和电阻R8之间的节点与场效应管Q1的栅极连接，场效应管Q1的栅极与场效应管Q1的源极之间依次串联电阻R9、电阻R11和电阻R10，场效应管Q1的漏极与高频变压器的初级绕组的异名端连接，高频变压器的第八次级绕组的同名端与二极管D7的阳极连接，二极管D7的阴极与PWM控制芯片TL2844B的电源管脚Vcc之间串联电阻R6，所述PWM控制芯片TL2844B的电源管脚Vcc与电阻R6之间的节点与高频变压器的第八次级绕组的异名端之间连接电容C5，电容C6与电容C5并联，PWM控制芯片TL2844B的电源管脚Vcc与二极管D6的阴极连接，二极管D6的阳极与高频变压器的初级绕组的同名端之间串联电阻R2，电阻R3与二极管D6并联。

3.根据权利要求2所述的新型低压配电降压节能装置，其特征在于，所述IGBT模块驱动电路，包括IGBT上半桥驱动电路和IGBT下半桥驱动电路，且所述IGBT上半桥驱动电路与IGBT下半桥驱动电路结构相同，所述IGBT上半桥驱动电路包括隔离驱动芯片和IGBT的栅极驱动电路，其中隔离驱动芯片与IGBT的栅极驱动电路电连接，所述IGBT的栅极驱动电路包括二极管D9、二极管D19、电阻R30、电阻R15、电容C59、电容E6、电容C58、电容E7、稳压二极管Z1和稳压二极管Z2，所述稳压二极管Z1与稳压二极管Z2组成的串联电路与电阻R15并联，所述稳压二极管Z1的阳极与稳压二极管Z2的阳极连接，稳压二极管Z1的阴极与电阻R30的一端连接，电阻R30的另一端与隔离驱动芯片TLP350的电压输出端连接，二极管D19的阴极与隔离驱动芯片TLP350的接地端连接，二极管D9的阴极与隔离驱动芯片TLP350电源端连接，二极管D19的阳极与二极管D9的阳极之间串联电容C59和电容C58，电容E6与电容C59并联，电容E7与电容C58并联。

4.根据权利要求3所述的新型低压配电降压节能装置，其特征在于，所述数据采集电路，包括霍尔传感器和交流电流调理电路，其中霍尔传感器的输出端连接交流电流调理电路，交流电流调理电路，包括电流互感器TIa、电阻Ra6、电阻Ra7、电阻Ra8、电阻Ra9、电阻Ra10、电阻Ra11、电阻Ra12、电阻Ra13、电阻Ra14、电容Ca3、电容Ca4、运算放大器U3A和运算放大器U3B，电阻Ra10、电阻Ra12、电阻Ra13和电阻Ra11组成的串联支路与电阻Ra9并联后连接在电流互感器TIa的输出端，电阻Ra10和电阻Ra12之间的节点与运算放大器U3A的同相输入端连接，运算放大器U3A的输出端和运算放大器U3A的反相输入端之间串联电阻Ra8，电阻Ra11和电阻Ra13之间的节点与运算放大器U3B的同相输入端连接，运算放大器U3B的输出端和运算放大器U3B的反相输入端之间串联电阻Ra6，运算放大器U3A的反相输入端与运算放大器U3B的输出端之间串联电阻Ra7，电阻Ra11和电阻Ra13之间的节点与电阻Ra10和电阻Ra12之间的节点之间依次串联电容Ca4和电容Ca3，运算放大器U3B的反相输入端与电阻Ra14串联接地。