CN1602649A - 用于声变送器阵列的信号处理设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供这样的变送器阵列，其能够输出穿过频率范围具有相对恒定宽度，以及带有最小旁瓣的声音束。这是通过利用在输入声音信号和变送器阵列之间的信号路径内的一个或更多个数字信号修改器而实现的。可变的窗口函数也被加以公开。

Description

用于声变送器阵列的信号处理设备

技术领域

本发明涉及一种可操控(steerable)天线和变送器阵列，并且尤其涉及电声变送器阵列。

发明背景

可操控的或定相的阵列天线在电磁及超声波声学两领域的技术中是众所周知的。它们在声波(可听的)声学领域是少为人知的。

被公众所有经发表的International Patent application No(国际专利申请号)WO 01/23104说明了声波的可操控或定相阵列天线及取得各种效果的其使用。该申请说明了这样的一种方法和装置，其用于选取输入信号，将它复制若干次且在将每个所述的复制品发射到相应的输出变送器之前对它们进行修改，以便于建立所需要的声场。这个声场可包括定向束、聚焦束或仿真起点。

对束的方向和束宽的控制，即可操控性被要求以产生且操控宽带声信号，如多通道音频信号。这些参数取决于所发射信号的频率或频率范围。此外它们还取决于发射源的空间设置。空间设置反过来受到由所采用的变送器的技术特点和成本所引起的技术约束。因此，能够将声音投射进入预定方向的功能性和经济性可行的声能量源，在此简而言之被称为数字扬声器***或DLS的设计是一项复杂的任务。

在WO 01/23104中，通过延迟沿着阵列的每个变送器的输出，束的方向得到控制。当所有信号被从阵列变送器发射时，频率相关的适当延迟导致在所有信号的预定位置处的结构干涉。

另一方面，不管作为两个最小值之间的角距离被加以测量还是借助于任何其它已知的定义，在最简单的情况下束宽是束方向、其频率和发射面积或从中发出束的源阵列宽度的函数。对于前面所说明的阵列，所述束随着频率的增加变得较窄。对于宽带信号，即跨跃宽的频率范围，潜在地在音频信号情况下为许多倍频程，这使难以在信号的最低频率分量下产生且操控束。克服这个问题的一个方法是通过延伸天线阵列的侧向尺度。然而，这种较大的阵列使束在高频时变窄。在实际应用如例如声音的投射中，这个效应将是不利的。

因此本发明的目的是改善声变送器阵列发射且操控宽带声波信号的能力同时将用于其实施所需要的机械和电子部件减至最少。

本发明的另一目的是获得一种宽带变换器阵列，其在低频下发射具有足够方向性的以及在高频下发射具有足够束宽的宽带波信号。

本发明的另外一个目的是获得一种宽带变送器阵列，其对在到达听众之前具有不同传播路径的声音束具有经改善的可操控性。

发明内容

鉴于上述目的，本发明提供一种如在独立权利要求中所要求的方法和装置。

根据本发明的第一方面，提供一种能够操控一个或更多个信号束的电声变换器阵列。优选为音频信号的所述信号由同时存在于信号中处于许多不同频率下的分量组成。通过使用被适当加以配置的数字信号修改器，如针对每个这些不同分量调节阵列输出响应的数字滤波器，非零输出可以被限制到阵列的子阵列。通过随着减少信号分量的频率而加宽子阵列的边界，在频率的整个范围上可以取得恒定的束宽度。

在本发明这个方面的变型中，通过在这样的区域上扩展从全振幅或增益到截止或零输出的降低，有效面积的边缘变得平滑，其中所述区域包括操作在那两个值之间的增益水平的至少一个变送器。所述平滑旨在降低作为旁瓣被发射到主束或束的能量量。

实施数字信号修正器的特别方便的方法是作为数字有限脉冲响应滤波器被编程用来仿真窗口函数。窗口函数随着减少频率而加宽了非零发射的面积，因而在大的频率范围上维持信号的恒定束宽。许多不同的窗口函数可以被用在本发明这个方面的范围内。

本发明的第二方面是引入将产生声信号的可操控束所必要的变送器数量减至最小的变送器的物理设置。经发现通过朝向阵列的外部面积逐渐地或成梯级地改变相邻变送器之间的间距，则同具有相等宽度但无规则间距的阵列相比较，变送器的数量可以被显著地降低。作为选择地，变送器的尺寸可被改变。

通过将对变送器间距的限制考虑成由本发明的第一方面所施加，最少数量变送器的阵列可以被加以设计，而还满足产生接近恒定束宽的宽带束的需要。所有上述方面适用于一和两维平的或弯曲的变送器阵列。

从参考下述附图而对非限制性实例进行的下述详细说明中，本发明的这些和其它方面将是显而易见的。

附图说明

在所述附图中：

图1示例如在国际专利申请WO-0123104中所说明的多变送器源的实例；

图2是示出在多变送器源内在发射之前的几个信号处理级的方框图；

图3是根据本发明的实施例而修改的图2的方框图；

图4是示例本发明对图1中设备的影响的侧视图；

图5A是根据本发明第一实例的增益窗口函数的曲线图；

图5B示出源自图5A窗口函数的数字滤波器的频率响应；

图6A是根据本发明第二实例的增益窗口函数的曲线图；

图6B示出源自图5A窗口函数的数字滤波器的频率响应；

图7是在较低频率下带有增益得到增加的增益窗口函数；

图8A示例可能的路径图案，据此变送器可被放置在阵列内；

图8B是根据本发明的实例和图8路径图案而产生的阵列布局。

图9A示出根据本发明实例的阵列的径向阵列布局；

图9B是图3的方框图，其示出根据图9A的阵列布局的变型；

图10示出根据本发明另外实例的阵列的椭圆形阵列布局；以及

图11是示例根据本发明的方法步骤的流程图。

具体实施方式

首先其中说明了能够将声信号束操控进入一个或更多个预定方向的已知的变送器设置(也被称为DLS(数字扬声器***)。

图1的基本设置示出阵列10，其包括被放置在公用底盘12上且被设置在基本上两维阵列中的多个从空间上分布的电声变送器11-1至11-n。变送器11中的每个最终被连接到相同的数字信号输入。这个输入被修改且被分布以馈给到变送器。通过向信号中添加延迟或相移以确保源自在预定位置13，14的个别变送器的信号结构干涉。出于本实例的目的，这些位置是在房间侧或后壁上的光点，其给予足够反射以重新导引声音回到房间内的听众15。基本的几何计算示出所述延迟是阵列变送器的相对位置以及位置13，14相对于变送器11-1至11-n的方向θ的函数。虽然确定必要的延迟或相移本身是复杂的任务，但是本发明寻求改善可以独立于基本的束操控过程而被加以对待的某些方面。对于束操控的延迟或相移方面的进一步详情，参见例如所发表的国际专利申请WO-0123104，其在此被全面引入。

鉴于延迟和相移计算是已知的数学问题，对信号进行修改以便于将被适当延迟的信号复制器馈给到阵列的每个变送器所必须的电及电子电路可以广泛地变化且当然经受在信号处理领域中的技术先进性。图2中的部件，如下面更详细地提到的，因此被视为与具有相同数字处理能力的其它部件具有高度可互换性。

在图2中音频源数据作为以S/PDIF或任何其它已知的音频数据格式的光学或同轴数字数据流经由输入21被DLS接收。所述数据包含简单的两通道立体声信号或现代的被压缩的及被编码的多通道声音再现如Dolby Digitaltm5.1DTStm声音。通过使用数字信号处理设备和固件22来应付这些独有的声学数据格式，多通道输入21被首先解码且被解压缩。它们的输出被馈给进入三对通道23。反过来，通道对将输入提供到多通道采样率转换器用于转换到标准的采样率和位长度。采样率转换器级24的输出被组合进入包括所有六个通道的单个高速串行信号。在传统立体声输入的情况下，仅它们中的两个可包含有效数据。

被串行的数据进入数字信号处理(DSP)单元25以进一步处理数据。所述单元包括一对从市场上可获得的Texas InstrumentsTMS320C6701 DSP，其运行在133MHz且以浮点格式执行大多数计算。

第一DSP执行滤波以补偿所使用的变送器的频率响应中的不规则性。它提供四倍过采样及内插以去除由过采样过程所产生的主频内容。

第二DSP执行量化和噪声成形以在采样率为195kHz下将字长度降低到九位。

通过使用到十一个市场上可获得的Xilinx XCV200现场可编程门阵列(FPGA)26的总线251，来自第二DSP的输出被并行分布。对于每个通道和每个变送器门阵列应用唯一的时间延迟。它们的输出是输入的若干不同版本或复制品，其数量等于变送器的数量乘以通道的数量。在这个实例中当变送器211-2至211-n的数量为132时，在这个级上产生几百个不同版本或复制器的输入。针对每个变送器，通道的个别版本在加法器27-1至27-n处被求和且被传递到脉冲宽度调制器(PWM)28-1至28-n。每个脉冲宽度调制器驱动等级D的输出级29-1至29n，所述输出级的供给电压可以被调节以控制到变送器211-1至211-n的输出功率。

***初始化在微控制器291的控制之下。一旦被初始化，微处理器被用来经由红外线远程控制器(未示出)从用户取得方向和体积调节命令，将它们显示在***显示器上，并且将它们传递到第三DSP292。

在***中的第三DSP被用来计算能够***控的每个变送器上的每个通道，例如进入不同方向的每个通道所要求的时间延迟。例如，第一对通道可被导引到房间的右和左侧墙(相对于DLS的位置)而第二对被导引到后墙的右和左侧以产生环绕声音。因此所建立的延迟要求经过与数据采样相同的并行总线251被分配到FPGA 26。大多数上述步骤被更详细地在WO-0123104中加以说明。

现在参考如在图3中所示的本发明第一实施例，附加的滤波过程31被添加到图2的信号路径中。应该注意到为了将重点放在由本发明所引入的变化上，相同的参考数字和符号分别指定图2和图3中相似的部件。

在图3中，根据通道在信号已经被分开之后数字滤波器31-1至31-n被应用且被添加。数字滤波器级的输出被发送到每个变送器211-1至211-n的PCM级28-1至28-n。数字滤波器31-1至31-n可以由单独的DSP或门阵列来实施，或事实上，可恰好被包括进入其它信号处理设备25，26。

当数字滤波器的物理实施可根据所使用的用来建立DLS的电子部件而变化时，滤波器在其所要求的响应或对信号的影响方面被更好地加以说明。

滤波器被设计成取决于要被发射的信号频率来控制或修改变送器的输出。在500Hz至10kHz的频率范围内，滤波器31-1至31-n寻求维持大约恒定的束宽。这实际上是通过将频率相关的窗口施加到阵列变送器211-1至211-n的输出振幅上而被实现。因此，取决于它们在阵列内的相对位置以及取决于要被发射信号的频率内容，新滤波器降低了变送器的增益。

在下面的段中，参考图4至6，本发明的这个实施例以及其进一步的变型将被更详细地加以说明。

在图4中，其中示例根据本发明实施例的设备对变送器11-1至11-n的阵列10操作的影响。再次地，针对相同或等效的元件，用在图4中的数字等于用在图1中的那些数字。

被示于图4中的两维曲线41，42，43按频率增加的次序示例在三个不同频率f1，f2和f3下被施加到阵列变送器上的输出增益。变送器阵列限定具有位于阵列10中心的起点441或零点的平面。垂直于由阵列所限定的上述平面，示出一表示所发射信号的增益的虚轴44。任意的即使高的衰减被定义为截止水平且被绘成与变送器阵列平面相重合。因此，分别表示具有频率f1，f2和f3的信号内容的截止水平的曲线411，421，431指示哪些阵列10变送器贡献于发射：被放置在由曲线411所设定的边界以内的变送器贡献于具有频率f1的信号的发射，被放置在由曲线421所设定的边界以内的变送器贡献于具有频率f2的信号的发射，以及等等。位于相应边界外面的变送器操作在截止增益或其下。由曲线411，421，431所围绕的面积是这样的***，其在下面被称为在给定频率f下阵列的有效发射面积。

现在本发明的目的是将有效发射面积控制在这样的极限内，所述极限主要由阵列的频率和物理尺寸所设定，作为设定或选择频率相关的束宽的手段。通过作为频率的函数改变所述有效面积，这个被选择的束宽可以在宽的频率范围(典型地倍频程或以上)上保持在恒定的或接近恒定的值。为此，使用束宽与有效发射面积的线性尺寸之间的函数关系。在最为简单的(有限小)的一维阵列情况下，这个函数关系可以由公式[1]表示：

$\left[1\right]---l_{\mathrm{eff}}=\frac{c}{2f\sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{BW}}}$

其中l_eff是对于给定束宽θ_BW(作为限定主束的两个最小值之间的角而给出)阵列在频率f下的有效半长。常数c是声音在空气中的速度。

因此，通过选择适用于其中寻求本发明被实施其中的具体环境的束宽θ_BW，图3中的信号处理设备31-1至31-n可以被编程为以频率相关的方式降低变送器的输出，以产生根据公式[1]的有效发射面积。

然而，[1]的应用假设在有效面积的边缘所发射的信号从全至零信号振幅的突然下降。在图4的环境中，衰减曲线41，42，43将描绘在边界曲线411，421，431处到全强度的单个阶梯，等效于矩形窗口的应用，而不是到全信号强度的平滑增加。然而，将陡沿引进到发射面积有可能引起所不希望的在旁瓣被发射的大量能量，即较少被导引的声音。因此，下面要说明本发明更优选的变型，所述变型经过环绕有效发射面积的较宽过渡带扩展了边缘区域。在这个区域内变送器被如此加以控制，以便于取决于它们距阵列中心的径向距离，它们的增益被逐渐降低到零。在图4中，过渡带被以不匀调的方式加以示例，导致非常尖的衰减分布或窗口。实际上具有锥形边缘的任何已知的窗口函数可以被应用以建立在边缘具有过渡带的有效发射面积。

窗口函数的选择由所要求的束宽和旁瓣水平之间的折中而加以确定。适合的窗口函数包括Hann窗口，其可以由公式[2-1]表示

$[2-1]--w\left(r\right)={\cos }^2\left(\frac{\mathrm{\&pi;r}}{2a}\right),\mathrm{if}\left|r\right|<a$ (以及否则为零)

对于Hann窗口，在给定束宽θ_BW下，连接窗口的有效半长l_eff与频率f的关系为：

$[2-2]---l_{\mathrm{eff}}=\frac{c}{f\sin {\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{BW}}}$

另一适用的窗口是被表示为下述的cos窗口

$[3-1]---w\left(r\right)=\cos \left(\frac{\mathrm{\&pi;r}}{2a}\right),\mathrm{if}\left|r\right|<a$ (以及否则为零)

对于cos窗口，等效的关系[2-2]可以被写为

$[3-2]---l_{\mathrm{eff}}=\frac{3c}{4f\sin {\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{BW}}}$

其它适用的窗口函数包括Hamming，Kaiser或Chebyshev型的窗口或sin(x)/x型窗口(其变成在两维下的Bessel函数)，其所有被广泛地记载。

这样的窗口函数的应用导致被修改的频率和有效阵列长度之间的关系[1]，[2-2]及[3-2]。

同表示厢式汽车窗口的公式[1]相比，这些锥形窗口函数的使用加宽了有效长度l_eff。然而，[1]的总体特征仍成立，即为了维持恒定的束宽，随着频率的增加有效发射面积需要被减少且反之亦然。

在选择了适合的窗口函数之后，可以从其中得到所要求的滤波器响应集合，如当参考下面的图5A和5B时所示。通过使用标准的设计工具所要求的滤波器响应可以然后被转换成在数字域实施滤波器的滤波器系数。从滤波器响应中得到滤波器系数的已知方法是例如通过使用逆傅立叶变换。已知的数学或工程程序，如MATLAB^TM容易地能够执行必要的转换步骤。这个实施例的滤波器是线性相位有限脉冲响应滤波器，因为它被视为对维持相位关系和通过束操控过程而引入的延迟是有益的。

可以使用另外可选择的滤波器结构，如具有全通相位校正级的无限脉冲响应滤波器。

独立于滤波器结构，有可能执行完整的信号处理，包括本发明的控制过程及在单数字信号处理步骤内已知的束操控方法。

再次，许多滤波器参数(例如滤波器的长度，增益等)受到由可得到的电及电子部件所确定的约束。对于音频***，所述约束由用来在音频频率，即在20Hz和20kHz之间，实时对信号整形的必要性所进一步确定。

如上所陈述，有效发射面积随着频率的增加而减少，从而使越来越少的变送器贡献于输出信号。相反地，当频率减少时，面积增加。这个总体特性导致进一步对窗口形状以及由此滤波器设计的有利修改。

首先，当窗口的宽度朝向更高的频率收缩且进一步将任何变送器的有限宽度加以考虑时，最终仅被放置在阵列正中心的变送器再现最高的频率。因此这些频率根本没有***控。

通过设定最小的窗口宽度，可以确保足够数量的变送器在截止水平处于窗口半径之内，以给信号一些可操控性。应用最小的窗口宽度引起束在较高频率进一步变窄，但是取决于应用，可优选地是根本不具有任何方向性。

在低频率极限处，即当窗口到达阵列的物理宽度时，几个不同的窗口设计可以被应用。就有关声音发射过程的不同方面，每个设计具有优点和弱点。

在由图5A所示例的本发明实例中，最小和最大窗口被设定成适用于阵列的物理极限。图5A中的图是Hamming型窗口函数的一维图形，其示出放大或增益(单位：dB)因子与距中心的径向距离(单位米)之间的关系。窗口函数在从10kHz至40Hz变化范围的10个不同频率值处被绘出。然而，由于最小和最大窗口的实施，在高频率端10和20kHz的图和在高频率端600，300，150，80和40Hz的图是相同的。5kHz和2.5kHz以及1.2kHz的图被示为分开的曲线。在-22dB的衰减，Hamming窗口的最低限度处截止被设定。在10kHz和600Hz的限制曲线分别表示高和低的频率端以确保窗口的最小宽度和最大宽度。在实例中，曲线10kHz应用到所有高出10kHz的频率上，因此确保在高出这个频率维持可操控性。曲线600Hz应用到所有低于600Hz的频率，从而避免在阵列边缘在低频率信号水平中的突然变化。这个变型抑制了旁瓣，但是付出了在阵列边缘变送器低的利用率的代价。

在确定了所需要的窗口形状之后，数字滤波器可以从中得到。

为了得到例如位于位置R＝0.64m处的变送器的数字滤波器，通过穿过图5A窗口函数以在位置R选取垂直段来登记衰减值与频率的关系，则(概念上)获得表征滤波器的频率响应。正如可以看到的，在R＝0.64m处的截止频率低于2.5kHz。朝向较低的频率，滤波器增益快速增加直到到达600Hz的曲线。对于低于600Hz的所有频率，滤波器维持对应的-1dB衰减值。

在图5B中，其中示出对于如上所说明的1.28m，0.64m以及分别0.32m，0.16m，0.08m，0.04m，0.02m和0.01m位置的变送器的滤波器频率响应。所述距离作为距阵列中心的径向距离而被加以测量。

应该注意到分立地相隔的变送器的使用意味着窗口函数的上述连续处理仅是粗略的近似。然而变送器分立性质的效应等效于由通过Riemann和积分的近似而引起的那些效应，且可以同样地得到补偿。例如，当从给出的窗口函数计算滤波器响应时，变送器的分立间距可以通过梯形规则加以适应。在任何分立点处，梯形规则应用以与相邻变送器位置之间的距离成比例的因子对窗口函数进行加权。也可以使用较高级的近似，如基于多项式或其它的近似。

给定窗口函数的数值表示或数字滤波器的等效频率响应并且将它应用到上述提到的滤波器设计工具，则得到可以被装载进如图3所示的数字滤波器的滤波器系数。通过上述步骤得到的滤波器系数在频率范围上及对正在考虑当中的应用重要的径向位置上连续地变化。

在图5中，在600Hz的限制曲线已经被引入以应用到低于这样频率的所有频率上，在所述频率上窗口宽度以及由此有效发射面积将超出物理阵列的极限。有效地，对于信号的整个频率范围或带宽，这在阵列边缘处施加了锥形的或平滑的发射。然而，增加阵列外部变送器使用的其它实施是可能的。

在由图6A和图6B所示例的实例中，有效发射阵列被允许增长超出阵列的物理极限。在图6A中，对于分别的10kHz，5kHz，2.5kHz，1.2kHz，600Hz，300Hz，150Hz，80Hz和40Hz，窗口函数的若干一维图形示出放大或增益(单位：dB)因子与距中心的径向距离(单位米)之间的关系。最小窗口被施加。然而，图6A的窗口函数具有超出2米的有限输出水平，而图5A的所有窗口在这个半径或甚至更小的径向位置处下降到零。就变送器的输出而言，两者均示出在相同径向位置集合处的响应函数的图5B和6B的比较证明：在低频率下图6B的响应函数有总体上较高的输出水平。然而，输出总体水平得到增加的代价是在阵列的边缘引入输出水平中的梯级变化(step change)。这个梯级随着频率的减少而增加，并且反过来，可导致更低频率的能量被发射进入旁瓣。

针对阵列有限长度的另一方案是使用窗口函数家族：当第一窗口函数的频率达到这样的值时，即在所述值处函数基本上覆盖了阵列的整个宽度，即每个变送器正在被使用，则相同宽度但是具有增加的平均值的窗口可以被用来改善低频率的功率输出而不引入非连续性。在如由图7所示例的实例中，cos^x窗口函数被使用，其中对于其中窗口等于或小于阵列宽度的所有频率幂x等于2。当窗口达到阵列的极限且频率进一步被减少时，甚至更小的x值被选择用于窗口函数。如图7中所示，这增加了放大或增益水平而同时维持窗口的宽度。

根据上述实施例，取决于其径向位置每个变送器具有单独的滤波器。然而，有可能使用旋转对称或近似旋转对称以降低滤波器的数量。在其中若干变送器共享具有不同角坐标的径向位置时，例如被设置在圆圈上，这些变送器将要求相同的低通滤波，这样它们的输入信号可以通过公用滤波器被有利地复用。

同样，不同的束宽可以被应用到数字扬声器***的不同通道。被投射在更远墙壁处的音频通道可要求最小的束宽而投射在更靠近DLS表面处的通道可有利地采用较宽的束宽而工作。通过在公式[1]，[2-2]，[3-2]或任何等效关系式中选择不同的束宽θ_BW，不同的窗口集合以及由此不同的滤波器集合被产生，其反过来可以被应用到这些不同的通道。

普通的技术人员将从上述说明中理解到：上面所说明的本发明实施例的实质是给予用户对DLS输出特征的较高控制程度。虽然适用于任何变送器阵列，尤其是如图1中所示已知的被规则性相隔的变送器阵列，但是本发明通过引入变送器之间具有不规则间距的阵列以寻求利用所改善的控制。从下面的说明中，将理解到由本发明所提议的不规则阵列设计在阵列的外部边缘共享较小密度的变送器。换句话说，变送器之间的间距随距阵列中心的距离而增加。本发明这个方面的极重要优点是：同已知的阵列设计相比，显著地降低产生可操控宽带信号束所需要的变送器数量。

为了防止由空间混叠所引起的旁瓣，阵列元件之间的最大间距必须小于它们正在发射的感兴趣的最高频率的波长的一些部分。这个部分最好被选择成在0.25至0.5范围内。对于宽带阵列，其尺寸由感兴趣的最低频率来确定，当与均匀间距加以组合时这个约束可以导致非常大数量的变送器。然而，最大允许的间距与在阵列内任何点处正在被再现的最高频率成比例。由于对于上述窗口设计，仅中央阵列元件再现最高的频率，这是需要最高变送器密度的唯一区域，并且元件朝向阵列的边缘可以逐渐变得相距较宽。

在阵列布局的进一步变型中，较大的变送器被有利地使用，其中个别变送器的间距变得较宽，即朝向阵列的外部。较大的变送器在产生低的声音频率时更为高效。然而，大变送器的简便使用受到总体上被称为“高频聚束(high-frequecy beaming)”技术现象的限制。高频聚束是当变送器的直径处于波长或更大的数量级时所引起的来自活塞式(pistonic)变送器(所不希望的)的方向性辐射。然而，在本实例中，小到足以满足最大允许间距的任何变送器也将足够小以具有可忽略的聚束效应，因为它的直径比波长小得多。

对于宽带阵列，可有利地是使用变送器的两个、三个或更多的尺寸。当在阵列中几个不相同类型的变送器被一起使用时，可有必要地是使用滤波器来补偿它们不同的相位响应。

虽然理想地整个阵列被用来再现最低频率，但是在阵列中心的小区域(即小且密集封装的变送器)可以通过适当的带滤波，例如通过在向这些中央变送器发送信号的信号路径中放置高通滤波器而被排除。或者，频率响应，更具体地变送器差的低频率响应可以被直接地使用以取得相似的效果。如果中央区域具有为考虑之中的信号波长的一部分的直径，则束的可操控性主要地并不受来自中央变送器的这种低频率输出限制的负面影响。这个想法可以被普及以覆含几种类型的变送器，每种变送器具有不同的低频率截止。

由于阵列中央区域中被密集封装的阵列变送器的滤波器在低频率下具有高的截止频率及平滑的响应，因此可以使用相对短的有限脉冲响应(FIR)滤波器。对于更靠近于阵列边缘的变送器，截止频率更加低，这样通常地较长的滤波器被使用。然而，在上述实施例中，这些外部变送器并不发射信号的高频内容。因此，容易可行地是使用多速信号处理将且由外部变送器所发射的信号下采样到原始采样速率的一小部分，从而允许使用较短的滤波器而同时维持控制等级。

在使用阵列内变送器的非均匀分布的变型中，经进一步发现在应用窗口化的发射之前确保每单位阵列面积的均匀输出是有利的。通过借助于适当的因子将每个变送器的输出进行比例缩放(scaling)，则这可方便地实现。这个因子例如与在变送器位置处每单位面积的输出成反比。具有均匀的功率输出便利于本发明上述方面的应用。然而如上所述，数字信号处理的总体性质允许将这个比例缩放过程合并到总滤波过程，从而导致一个滤波器集合。

存在许多用来设计符合上述约束的阵列的方法。最好的方案可是使用数值优化技术。然而，在下述段中一种确定性的但是次优化(sub-optimal)的方案被加以说明，其具有产生从视觉上合意的布局这样的优点。

根据这个实例，覆盖所提议阵列的尺度的网格被形成。虽然可使用均匀的网格，但是由于对于较低频率的变送器放置精度变得较不重要，所以在阵列中间具有高密度的不规则间距更为高效。

在设计过程的开始给出下述参数：

X，Y    阵列的尺度

m       变送器的最小实用间距

        (为了简便仅一种类型)

Alpha   最大可接受的波长一部分的变送器间距

Beta    所要求的阵列宽度与波长的比值

f_max   由阵列所再现的最大频率

c       声速

沿着经过网络的方形螺旋路径，开始于中心，扩展到覆盖整个阵列，在每个位置：

·评估当前位置距中心的距离r

·评估截止频率f_c＝min(Beta*c)/(2*r)，f_max)

·评估最小可允许的变送器间距

  s＝c*Alphalf_c

·评估实用的间距s_p＝max(s，m)

·评估到最靠近的已经放置的变送器中心的距离，s_m

·如果s_m＞s_p，则将变送器放在这里

Beta可以具有在水平上和垂直上的不同的值，以允许椭圆束。对于DLS投射器，这可以被用来改善例如给定数量的阵列元件或变送器的水平可操控性。

为了确保给定阵列尺寸的最大低频方向性，当初始化上述算法时变送器可以被手动地放置在阵列的最极端。然后当完成算法时，通过对任何被初始放置的变送器加以考虑，其它变送器的位置被加以计算。

阵列上的网格位置不需要以螺旋序列被访问。沿着其它路径导致具有不同特点的阵列。导致从视觉上吸引人的产品的良好对称性可以通过沿着如图8A中所示的路径而获得，其中网格点按被分配给它的数字顺序而被加以访问。

图8B示出一种利用这个方法所设计的阵列，其Beta在水平上较在垂直上具有较大的值。变送器811-1至811-n被如此放置以便于上述所说明的约束得到满足。同样，变送器在尺寸上有变化，使较小直径的变送器被放置在阵列的中心。

设计变送器阵列布局的另一可选择的方案是使用变送器的同心环。从一个变送器处在阵列的中间开始，随着环半径和被选择用来满足最大允许的变送器间距的环单元数量的增加，环被添加，正如在前面阵列布局算法中所评估的那样。图9A示出由这个方法所产生的阵列，使变送器被设置在六个同心环911-2至911-7中而一个变送器911-1位于中心。在两个外部环911-6，911-7处的变送器的直径较中心处变送器的直径较大。

图9B是这种有序阵列所要求的信号处理的可能实施的方框图。音频信号输入921进入高通滤波器922，其从由较小的中央变送器所发射的部分信号中去除信号的低频分量。级923从处在阵列外部边缘处的较大变送器911-6，911-7所发射的部分信号中去除高频内容，并且以较低的采样速率重新对剩余的信号进行采样。应该注意到这个及后来的重新采样并不引起信号的损失或恶化，由于实施有效发射面积的后面滤波级确保外部的变送器并不贡献于信号的高频分量。

信号校正滤波器，93-2补偿较小和较大变送器不同的振幅和相位响应。

由于单中心变送器911-1将总是发射所有的高频分量，所以补偿级93-1的信号直接地进入到数字信号处理和延迟添加级96-1，这与图2中级26，27，28和29的组合等效。这个级提供了控制且驱动变送器DLS的束操控操作所必须的适当延迟、调制等。在通向较小变送器的最内环的信号路径中，存在实施根据本发明的窗口函数的第一滤波器931-1。在通向小变送器较宽环的信号路径中，在进入到用来实施所述窗口函数的第二滤波器931-2之前，信号穿过另一下采样级924。朝向进一步远离中心而置的变送器，在通向大变送器的路径中存在类似的滤波级931-3至931-5和下采样级925。

根据所述变型，每个滤波器931-1至931-5在一个环内的所有变送器之间被共享。且因此，通过有效地利用布局的对称性，对信号的计算操作数量显著地减少。这与图8B中所说明的散布阵列相对照，其具有共享相同滤波器的仅2个或4个变送器。

有可能扩展有序阵列的方案以使用非圆“环”。这对应于使用非圆形窗口函数。使用在每个轴上的不同Beta值(如同图8B)，则对应椭圆窗口函数。

如在图10所示例，通过使用椭圆环，这可以在有序阵列中被实现。将变送器以相等的弦距离围绕椭圆被放置从数学上是非微不足道的，但是通过使用已知算法，如二分检索算法从数值上可以被实现。

在由图10所示例的实例中，变送器111-1至111-n被示出。如上所提及的水平Beta大于垂直Beta。围绕每个椭圆以及在水平轴上的椭圆之间，最大允许的变送器间距极限刚刚得到满足。然而椭圆之间的间距比所必要时还要接近，以在所有其它角处满足这个极限。因此，通过使用具有相同参数的非有序布局，设计使用比将所必要的还要多的变送器。尽管如此，因降低的DSP要求它可是优选的方案。这个方案可以被进一步普及到其它形状的“环”，如具有对应形状窗口的矩形和六角形。

在图11中，三个步骤112，113和114被示出，其示例了根据本发明实例的操作步骤顺序。在选择了所要求的束宽或多个束宽之后，窗口函数被加以选择以根据公式[1]，[2-2]，[3-2]或其它类似函数来控制发射特征，即有效发射面积。然后，滤波器被加以设计且编程以将窗口函数施加到阵列变送器的输出上。在操作中滤波器确保发射被正确地加宽或变窄以确保在频率范围上恒定的束宽存在于即将发射的信号中。

上述步骤可以被应用到任何布局的变送器阵列中。然而，所述布局可根据此前所说明的进一步步骤被优化。

基于窗口函数用于设计阵列布局的上述方法产生这样的阵列，即当使用对应的滤波器时，则刚刚满足所要求的跨越频率范围的Alpha条件，由此避免了空间混叠。当使用将有效发射面积减少到低于其优化尺寸的较小窗口时，产生具有较宽束宽的束。如上所阐述，当被适当结合进数字信号处理结构时，这个效应可以在通道到通道的基础上被用来控制束宽。因此，用于阵列布局的窗口函数确定束宽的较低极限，因为试图产生较窄束将导致空间混叠。

上述是指在给定方向上的束，更具体地指垂直于阵列的方向。这是给定阵列的最小束宽的方向且在其它方向上的束较宽。然而，通过降低垂直方向上的有效发射面积，上述所呈现的方法还可以被用来维持在不同方向上束的恒定束宽，所述束宽可以被保持恒定在这样的一个值，所述值在垂直方向是次优化的，但是在大多数所需要的方向上提供恒定值。

Claims (28)

1.一种变送器阵列包括

被放置在外部阵列边界内的多个电声变送器；

在输入和所述变送器之间用于具有在一个频率范围内的信号分量的宽带信号的数字信号路径；以及位于在所述输入和所述变送器之间的信号路径内且能够控制所述变送器输出的一个或更多个数字信号修改器，所述一个或更多个数字信号修改器被适用于将响应于所述信号分量而产生的输出约束到被放置在所述阵列的子阵列内的所述变送器子集，所述阵列具有位于所述外部阵列边界之内的外部子阵列边界，其中所述外部子阵列边界随着所述信号分量频率的减少被准连续地加宽。

2.根据权利要求1的阵列，其中所述一个或更多个数字信号修改器被适用于逐渐地将被放置在子阵列过渡带内的变送器的输出从全输出减少到有效零输出。

3.根据权利要求1或2的阵列，其中所述一个或更多个数字信号修改器被适用于将放置在子阵列过渡带内的至少一个变送器的输出降低到这样一个振幅值，所述振幅值具有低于全振幅水平且有效地为零振幅水平的值。

4.根据任何一项权利要求1至3的阵列，其中所述一个或更多个数字信号修改器被适用于朝向外部阵列边界加宽外部子阵列边界，以在所述频率范围上将束宽有效地维持在经预先选择的且恒定或接近恒定的值处。

5.根据任何一项权利要求1至4的阵列，具有被适用于将信号设置成两个或更多个通道的数字处理器，所述通道具有通向给定位置的不同传播长度，其中所述一个或更多个数字信号修改器被适用于维持针对所述两个或更多个通道中每个的不同束宽。

6.根据任何一项权利要求1至5的阵列，其中所述数字信号修改器是有限数字滤波器。

7.根据任何一项权利要求1至6的阵列，包括另外的数字信号处理器，以操控所述信号的一个或更多个束进入预定的方向。

8.一种变送器阵列包括：

被放置在外部阵列边界内的多个电声变送器；

在输入和所述变送器之间用于具有在一频率范围内的信号分量的宽带信号的数字信号路径；以及位于在所述输入和所述变送器之间的信号路径内且能够控制所述变送器输出的一个或更多个数字信号修改器，所述一个或更多个数字信号修改器被适用于向变送器阵列施加频率相关的空间增益窗口。

9.根据权利要求8的阵列，其中空间增益窗口的宽度是信号分量频率的函数。

10.根据权利要求8或9的阵列，其中窗口函数具有锥形边缘，在所述锥形边缘增益随着窗口半径的增加逐渐地降低。

11.根据权利要求8，9或10的阵列，其中对于在所述频率范围内高于较高阈值频率的所有频率，所述窗口函数是频率无关的。

12.根据权利要求8，9，10或11的阵列，其中对于在所述频率范围内低于较低阈值频率的所有频率，所述窗口函数是频率无关的。

13.根据任何一项权利要求8至12的阵列，其中针对频率范围内低于较低阈值频率的所有频率施加一个或更多个不同的窗口函数。

14.一种用于建立波场的变送器阵列包括：

发射声波信号且被放置在外部阵列边界处的多个电声变送器；以及

在输入和所述变送器之间用于包括在至少一个频率范围内的信号的宽带信号的数字信号路径，其中在所述阵列的至少子阵列内变送器之间的间距是非均匀的。

15.根据权利要求14的阵列，其中相邻变送器之间的平均距离随着所述变送器距阵列中心距离的增加而增加。

16.根据权利要求14或15的阵列，其中第一尺寸的变送器被放置在阵列的中央子阵列中且第二较大尺寸的变送器被放置在所述中央子阵列的外部。

17.根据权利要求14，15或16的阵列，其中一组变送器被连接到所述相同的一个或更多个数字信号修改器。

18.一种变送器阵列包括

被放置在外部阵列边界内的多个电声变送器；

在输入和所述变送器之间用于具有在一频率范围内的信号分量的宽带信号的数字信号路径；以及位于在所述输入和所述变送器之间的信号路径内且能够控制所述变送器输出的一个或更多个数字信号修改器，所述一个或更多个数字信号修改器被适用于将响应于所述信号分量而产生的输出约束到被放置在所述阵列的子阵列内的所述变送器子集，所述阵列具有位于所述外部阵列边界之内的外部子阵列边界，其中所述外部子阵列边界随着所述信号分量频率的减少被准连续地加宽，并且其中在至少所述子阵列内变送器之间的间距是非均匀的。

19.一种操作电声变送器阵列的方法包括下述步骤：控制所述变送器的输出以便于响应于具有一频率范围的信号分量而产生的输出被约束到被放置在所述阵列的所述子阵列内的所述变送器子集，所述阵列具有位于所述外部阵列边界内的外部子阵列边界；以及随着减少所述信号分量的频率准连续地加宽所述外部子阵列边界。

20.根据权利要求19的方法包括这样的步骤，即使用频率相关的空间增益窗口函数来约束输出。

21.根据权利要求19或20的方法包括这样的步骤，即加宽所述外部子阵列边界以便于在所述频率范围上维持恒定的或接近恒定的束宽。

22.用来再现多通道环绕声音信号的声音***，包括至少一个后通道，所述***包括变送器阵列，所述变送器阵列包括：

被放置在外部阵列边界内的多个电声变送器；

在输入和所述变送器之间用于具有在一频率范围内信号分量的宽带信号的数字信号路径；以及位于在所述输入和所述变送器之间的信号路径内且能够控制所述变送器输出的一个或更多个数字信号修改器，所述一个或更多个数字信号修改器被适用于将响应于所述信号分量而产生的输出约束到被放置在所述阵列的子阵列内的所述变送器子集，所述阵列具有位于所述外部阵列边界之内的外部子阵列边界，其中所述外部子阵列边界随着所述信号分量频率的减少被准连续地加宽。

23.根据权利要求22的声音***，其中所述一个或更多个数字信号修改器被适用于朝向外部阵列边界加宽外部子阵列边界，以在所述频率范围上将束宽有效地维持在经预先选择的且恒定或接近恒定的值处。

24.根据权利要求22或23的声音***，具有被适用于将信号设置成两个或更多个通道的数字处理器，所述通道包括至少一个后通道，所述通道具有通向给定位置的不同传播长度，其中所述一个或更多个数字信号修改器被适用于针对所述两个或更多个通道中的每个维持不同的束宽。

25.根据权利要求22，23或24的声音***，其中相邻变送器之间的平均距离随着所述变送器距阵列中心的距离的增加而增加。

26.根据权利要求22，23，24或25的声音***，其中所述一个或更多个数字信号修改器被适用于将频率相关的空间增益窗口施加到变送器阵列上。

27.根据任何一项权利要求22至26的声音***，具有被适用于将信号设置成两个或更多个通道的数字处理器，所述通道包括至少一个后通道，所述通道具有通向给定位置的不同传播长度，其中所述一个或更多个数字信号修改器被适用于针对所述两个或更多个通道中的每个维持不同的束宽并且适用于将频率相关的空间增益窗口施加到变送器阵列上，并且其中相邻变送器之间的平均距离随着所述变送器距阵列中心的距离的增加而增加。

28.根据任何一项权利要求1至27的阵列、方法或声音***，其中所述阵列是两维阵列。

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