CN115102397A - 一种抑制两级式单相逆变器低频纹波的主电路及方法 - Google Patents

一种抑制两级式单相逆变器低频纹波的主电路及方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种抑制两级式单相逆变器低频纹波的主电路及方法，主电路包括输入侧并联输出侧串联的双向DC‑DC变流器和单相逆变器，双向DC‑DC变流器输入侧并联输入电源，输出侧分别并联一个输出电容，两个输出电容串联，双向DC‑DC变流器输出侧并联单相逆变器，单相逆变器输出端串联滤波电感；所述双向DC‑DC变流器的两个串联输出电容采用不同容值和不同直流工作点。本发明的目的在于针对两级式单相逆变器低频纹波抑制问题，提该主电路通过差异化设计输出串联电容的容值和直流工作点，使电路本身具备有源功率解耦能力，在不引入额外电路的前提下大幅减小母线电容需求，实现***小容值、低纹波和低成本。

Description

一种抑制两级式单相逆变器低频纹波的主电路及方法
技术领域
本发明属于新能源光伏、燃料电池等分布式发电领域，具体涉及一种抑制两级式单相逆变器低频纹波的主电路及方法。
背景技术
与燃煤相比，新能源发电污染小、储量高，具有广泛的应用前景。光伏、燃料电池等新能源发出的电能为直流电，需要经过逆变器接入电网。两级式单相逆变器适合于中小功率等级，例如户用光伏等分布式新能源***。然而，单相逆变器固有的低频纹波会造成母线电压波动、***效率下降、新能源使用寿命缩短等后果。在传统解决方案中，需要并联大容值的电解电容吸收该纹波能量，使得***体积、成本大幅上升。同时，电解电容的寿命仅有1～2年，且温度每上升10℃寿命缩短一半，这使得单相逆变器的运行可靠性下降、使用寿命大幅缩短。因此，适用于两级式单相逆变器的小容值、低纹波解决方案成为国内外学者研究的热点。
现有方案可分为两类：无源功率解耦和有源功率解耦。无源功率解耦利用谐振频率位于2ω0的LC滤波器缓冲纹波功率，可减小***容值需求，然而磁性元件的功率密度低，磁滞损耗、涡流损耗高，无法满足高效高功率密度需求。有源功率解耦方案可细分为拓扑型和控制算法型。拓扑型利用Buck、Boost、H桥等拓扑组成的辅助变换器缓冲纹波功率，将纹波功率传输至非母线电容。非母线电容电压不需要维持恒定，因此拓扑型有源功率解耦方案所需电容容值相较于传统方案大幅减小，但该方案额外加入的有源功率电路不可避免地增加了装置的成本和功率损耗。基于控制算法的有源功率解耦技术在不改变原有电路的基础上，通过优化控制算法降低二倍频纹波能量对电感或电容的影响，二倍频纹波功率仍在主电路流动，但此类技术对直流变换器拓扑依赖性强，控制算法复杂，需要较多储能元件和控制自由度。
综上所述，单相逆变器中亟待一种广泛适用、控制逻辑简单、低成本小型轻量化低频纹波抑制方案。
发明内容
本发明的目的在于针对两级式单相逆变器低频纹波抑制问题，提出一种抑制两级式单相逆变器低频纹波的主电路及方法，该主电路通过差异化设计输出串联电容的容值和直流工作点，使电路本身具备有源功率解耦能力，在不引入额外电路的前提下大幅减小母线电容需求，实现***小容值、低纹波和低成本。
为达到上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现：
一种抑制两级式单相逆变器低频纹波的主电路，包括输入侧并联输出侧串联的双向DC-DC变流器和单相逆变器，双向DC-DC变流器输入侧并联输入电源，输出侧分别并联一个输出电容，两个输出电容串联，双向DC-DC变流器输出侧并联单相逆变器，单相逆变器输出端串联滤波电感；
所述双向DC-DC变流器的两个串联输出电容采用不同容值和不同直流工作点。
作为本发明的进一步改进，所述双向DC-DC变流器串联输出电容的容值和直流工作点满足如下条件：
由双向DC-DC变流器确定其最大输出电流与单相逆变器直流母线电流额定值的比值为m+1；初选两个串联输出电容中大电容的容值为C2，小电容容值为C1，且满足C1＝0.3×C2；确定参数k：
Figure BDA0003747090610000021
其中，ω0为电网的基波角频率；Vbus为单相逆变器直流母线额定电压；Ibus为直流母线额定电流；
根据参数k、C1和C2，确定串联输出电容C1和C2的电压：
Figure BDA0003747090610000031
Figure BDA0003747090610000032
如果vC1的最小值大于零或vC2的最大值小于直流母线额定电压，则减小C2，重新计算参数k和串联输出电容的电压，直至vC1的最小值近似为0或vC2的最大值近似为母线额定电压；如果vC1的最小值小于零或vC2的最大值大于直流母线额定电压，则增大C2，重新计算参数k和串联输出电容的电压，直至vC1的最小值近似为0或vC2的最大值近似为直流母线额定电压；
基于以上参数迭代过程最终确定的串联输出电容C1和电容C2即是完全抑制两级式单相逆变器低频纹波的最小容值；串联输出电容C1和电容C2的直流工作点是vC1和vC2的FFT分解的直流分量。
一种基于所述的抑制两级式单相逆变器低频纹波的主电路的控制方法，用闭环控制确保电容电压纹波互补和直流母线电压恒定，具体是采用PI控制器的均压外环，和采用比例积分控制器、谐振控制器的电容电压波形控制环。
作为本发明的进一步改进，母线电压外环调节器Gv为比例积分控制器，用于使直流母线电压稳定在额定值附近：当母线电压低于额定值时，比例积分控制器输出值增加，使控制器输出的PWM波占空比增加，母线电压上升；当母线电压低于额定值时，比例积分控制器输出值减小，使控制器输出的PWM波占空比减小，母线电压下降；
电容电压内环Gc为比例积分控制器+谐振控制器，其中PI控制器为比例积分控制器，用于控制电容电压的稳态工作点，谐振控制器PR1～PR8的谐振频率点为2hω0，h＝1,2…8，用于控制电容电压的纹波形状。
作为本发明的进一步改进，谐振控制器传递函数如下式所示：
Figure BDA0003747090610000041
其中，Kr为谐振增益，wc为谐振带宽，w0为电网基波角频率，h为谐波次数。
一种分布式电源***，包括光伏电池或燃料电池，光伏电池或燃料电池采用所述的抑制两级式单相逆变器低频纹波主电路。
相比于现有技术，本发明具有以下优势：
本发明该主电路通过差异化设计输出串联电容的容值和直流工作点，使电路本身具备有源功率解耦能力，在不引入额外电路的前提下大幅减小母线电容需求，实现***小容值、低纹波和低成本。通过差异化设计DC-DC电路输出串联电容容值和直流工作点，使DC-DC电路本身具备低频纹波抑制能力，不需要引入额外辅助电路。基于此方法设计的单相逆变***，可以完全消除直流母线电压纹波和输入电流纹波，母线电容需求相比于传统设计方案降低了90％。同时，本发明提出了可适用于任何DC-DC电路的输出串联电容容值、直流工作点参数设计方法，和电容电压波形控制方法。与其他低频纹波抑制方法相比，此方法的母线电容需求更小，装置功率密度更高，控制算法更加简单有效，适用范围更广，可在现有电路结构和控制器的基础上进行功能升级。
附图说明
图1为本发明一种抑制两级式单相逆变器低频纹波的主电路；
图2为未采用本发明设计方法的传统设计典型工作波形图；
图3为采用本发明设计方法的典型工作波形图；
图4为本发明一种抑制两级式单相逆变器低频纹波主电路的控制器结构图；
图5为电容电压内环调节器结构图；
图6为采用本发明设计方法的实验波形图；
其中(a)为单相逆变器输出电压、输出电流波形图；(b)为直流母线电压波形图；(c)为输出串联电容电压波形图；(d)为输入电流波形图；
图7为未采用本发明设计方法的试验波形图；
其中(a)为单相逆变器输出电压、输出电流波形图；(b)为直流母线电压波形图；(c)为输出串联电容电压波形图；(d)为输入电流波形图。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明中的技术方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。
需要说明的是，当元件被称为“设置于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者也可以存在居中的元件。当一个元件被认为是“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或者可能同时存在居中元件。本文所使用的术语“垂直的”、“水平的”、“左”、“右”以及类似的表述只是为了说明的目的，并不表示是唯一的实施例。
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。本文所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所述的实施例仅是本发明一部分的实施例，不是全部的实施例，而并非要限制本发明公开的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要的混淆本发明公开的概念。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。
下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细的说明：
参见图1，图1为本发明抑制两级式单相逆变器低频纹波的主电路。在传统设计方案中，输出串联电容C1和电容C2容值相同、直流工作点相同，第一DC-DC模块1和第二DC-DC模块2工作状态相同，当后级单相逆变器工作在额定工况时，输出串联电容电压表达式为：
Figure BDA0003747090610000061
母线电压波动为电容电压波动之和，则母线电压纹波峰峰值为：
Figure BDA0003747090610000062
从上式可见，在传统设计方案中，母线电压纹波无法通过增大电容值完全消除。
图2给出了采用传统设计方案的***工作波形图，其中主电路额定工作点为Vin＝200V,Ibus＝5A,Vbus＝400V,VC1＝200V,VC2＝200V,Vac＝310V,ω0＝100πrad/s。
为实现母线电压纹波峰峰值小于2％的要求，传统设计所需母线电容容值可根据式(3)得到：
Figure BDA0003747090610000063
为了实现该容值需求，传统设计必须采用多个大容值电解电容并联，增加了***体积，降低了***运行可靠性。
为了使***具备有源功率解耦能力，本发明提出了输出串联电容的差异化设计方法，即C1≠C2，且VC1≠VC2。输出串联电容的电压波形被控制为：
Figure BDA0003747090610000071
则输出串联电容吸收的纹波功率可表示为：
Figure BDA0003747090610000072
即在输出串联电容差异化设计时，电容吸收的功率等于直流母线传输的纹波功率，实现了对单相逆变器低频纹波能量的完全抑制。
图3给出了采用差异化设计方法的***工作波形图，其中主电路额定工作点与图2相同，但C1<C2，VC1<VC2。与传统设计方案不同，差异化设计方法的电容电压纹波互补，保证了直流母线电压恒定。从功率流动角度解释：当母线电流ibus超过平均值Ibus时，输出串联电容需向单相逆变器提供能量，在电压波动量相同时，大容值高直流工作点的电容能量波动更大，因此电容C2释放能量，电压下降，为维持母线电压恒定，电容C1吸收能量，电压上升；当母线电流ibus低于平均值时，输出串联电容需吸收前级DC-DC变换器多余的能量，大容值高直流工作点的电容C2储存能量，电压上升，小容值低直流工作点的电容C1释放能量，电压下降，vC2上升量与vC1下降量大小相同，则母线电压不变。
本发明还公开了一种抑制两级式单相逆变器低频纹波的主电路参数设计方法，使上述差异化设计方法可适用于任何双向DC-DC变流器电路，包括以下步骤：
首先，分析双向DC-DC变流器工作原理，确定其最大输出电流与单相逆变器直流母线电流额定值的比值为m+1；初选两个串联输出电容中大电容的容值为C2，小电容容值为C1，且满足C1＝0.3C2；确定参数k：
Figure BDA0003747090610000081
其中，ω0为电网的基波角频率；Vbus为逆变器直流母线额定电压；Ibus为直流母线额定电流。
其次，根据参数k、C1和C2，确定串联输出电容C1和C2的电压：
Figure BDA0003747090610000082
Figure BDA0003747090610000083
如果vC1的最小值大于零或vC2的最大值小于直流母线额定电压，则减小C2，重新计算参数k和串联输出电容的电压，直至vC1的最小值近似为0或vC2的最大值近似为母线额定电压；如果vC1的最小值小于零或vC2的最大值大于直流母线额定电压，则增大C2，重新计算参数k和串联输出电容的电压，直至vC1的最小值近似为0或vC2的最大值近似为直流母线额定电压。
基于以上参数迭代过程最终确定的串联输出电容C1和电容C2即是完全抑制单相逆变器低频纹波的最小容值；串联输出电容C1和电容C2的直流工作点是vC1和vC2的FFT分解的直流分量，同时确保了DC-DC输出电流iout1和iout2不超过其最大输出电流范围，且低直流工作点的串联输出电容的电压不低于0，高直流工作点的串联输出电容的电压不高于直流母线额定电压，电路能够稳定正常运行。
本发明还公开了一种抑制两级式单相逆变器低频纹波主电路的控制方法，用闭环控制确保电容电压纹波互补和直流母线电压恒定。图4给出了该闭环控制的流程图，其由母线电压外环和电容电压内环组成。母线电压外环调节器Gv为比例积分控制器，用于使直流母线电压稳定在额定值附近：当母线电压低于额定值时，比例积分控制器输出值增加，使控制器输出的PWM波占空比增加，母线电压上升；当母线电压低于额定值时，比例积分控制器输出值减小，使控制器输出的PWM波占空比减小，母线电压下降。电容电压内环Gc为比例积分控制器+谐振控制器，其结构如图5所示，其中PI为比例积分控制器，用于控制电容电压的稳态工作点，PR1～PR8为谐振控制器，谐振频率点为2hω0(h＝1,2…8)，用于控制电容电压的纹波形状。谐振控制器传递函数如下式所示：
Figure BDA0003747090610000091
其中，Kr为谐振增益，ωc为谐振带宽，ω0为电网基波角频率，h为谐波次数。基于式(7)设计的谐振控制器忽略了式(5)所示串联电容电压的20次及以上谐波分量，在降低控制复杂度的同时实现电容电压谐波分量的快速跟踪，确保有源功率解耦效果。
本发明涉及以新能源如光伏电池，燃料电池等供电的分布式电源***中单相逆变器低频纹波抑制。
因此本申请提供一种分布式电源***，包括光伏电池或燃料电池，光伏电池或燃料电池采用所述的抑制两级式单相逆变器低频纹波主电路。
特别是提出一种抑制单相逆变器低频纹波的主电路及方法，通过差异化设计双向DC-DC变流器变换器串联输出电容的容值和直流工作点，使电路本身具备有源功率解耦能力。基于Matlab***仿真验证该方法有效地减小了母线电容容值需求，明显降低了输入电流纹波和母线电压纹波。
实施例
为了验证上述理论分析，本发明给出了一个实际的设计实例。选择前级双向DC-DC变流器变换器为双有源桥变换器，主电路参数如下：输入电压Vin＝200V,母线电压Vbus＝400V,母线电流Ibus＝5A,输入功率Pin＝2kW,电网电压Vac＝310V,电网角频率w0＝100πrad/s开关频率fs＝50kHz,双有源桥电路谐振电感Lk＝20uH。根据本发明提出的主电路参数设计方法，首先根据双有源桥电路工作原理，确定其最大输出电流为16.75A，为直流母线额定电流的3.35倍，即m+1＝3.35；初选两个串联输出电容中大容值高直流工作点的电容的容值C2＝50uF，C1＝0.3×C2＝15uF，参数k计算为：
Figure BDA0003747090610000101
其次，将参数k、C1和C2带入式(5)，得到串联输出电容C1的电压最小值小于零，电容C1的电压最大值高于直流母线额定电压，增大C2，重新计算参数k和串联输出电容的电压。反复迭代后，当vC1最小值近似为0时C2＝120uF，C1＝36uF，考虑到对高频纹波的抑制作用，适当增大电容容值，取C2＝200uF，C1＝60uF；此时vC1的直流工作点为145.2V，vC2的直流工作点为254.8V。
依据以上得到的主电路参数和本发明提出的控制方法搭建仿真模型主电路和控制***，仿真结果如图6中(a)(b)(c)(d)所示。图6(a)为本发明设计方法下单相逆变器输出电压波形和电流波形，其总谐波畸变率仅为0.13％；图6(b)为本发明设计方法下直流母线电压波形，其纹波峰峰值为4V；图6(c)为本发明设计方法下输出串联电容波形，其纹波量互补，直流工作点稳定在设定值；图6(d)为本发明设计方法下输入电流波形，其纹波峰峰值为0.5A。
作为对比，图7中(a)(b)(c)(d)为总容值相同时(C1＝130uF，C2＝130uF，VC1＝200V，VC2＝200V)传统设计方案下仿真波形图，单相逆变器输出电流总谐波畸变率增大至14.3％；直流母线电压纹波增大至228V，增大了57倍；输入电流纹波增大至5.5A，增大了11倍。
显然，采用本发明设计方法后，在输出串联电容总容值相同时，输入电流纹波和母线电压纹波得到了有效抑制，单相逆变器输出波形质量明显改善；反之，为了达到与本发明设计方法相同的纹波抑制效果，传统设计方案的母线电容容值需要增大57倍，这将大幅增加***体积和成本。与其他低频纹波抑制方案相比，本发明没有引入任何其他额外辅助电路，利用差异化设计使电路本身具备了有源功率解耦能力。
以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书保护范围之内。

Claims (6)

1.一种抑制两级式单相逆变器低频纹波的主电路，其特征在于：包括输入侧并联输出侧串联的双向DC-DC变流器和单相逆变器，双向DC-DC变流器输入侧并联输入电源，输出侧分别并联一个输出电容，两个输出电容串联，双向DC-DC变流器输出侧并联单相逆变器，单相逆变器输出端串联滤波电感；
所述双向DC-DC变流器的两个串联输出电容采用不同容值和不同直流工作点。
2.根据权利要求1所述的一种抑制两级式单相逆变器低频纹波的主电路，其特征在于：所述双向DC-DC变流器串联输出电容的容值和直流工作点满足如下条件：
由双向DC-DC变流器确定其最大输出电流与单相逆变器直流母线电流额定值的比值为m+1；初选两个串联输出电容中大电容的容值为C2，小电容容值为C1，且满足C1＝0.3×C2；确定参数k：
Figure FDA0003747090600000011
其中，ω0为电网的基波角频率；Vbus为单相逆变器直流母线额定电压；Ibus为直流母线额定电流；
根据参数k、C1和C2，确定串联输出电容C1和C2的电压：
Figure FDA0003747090600000012
Figure FDA0003747090600000013
如果vC1的最小值大于零或vC2的最大值小于直流母线额定电压，则减小C2，重新计算参数k和串联输出电容的电压，直至vC1的最小值近似为0或vC2的最大值近似为母线额定电压；如果vC1的最小值小于零或vC2的最大值大于直流母线额定电压，则增大C2，重新计算参数k和串联输出电容的电压，直至vC1的最小值近似为0或vC2的最大值近似为直流母线额定电压；
基于以上参数迭代过程最终确定的串联输出电容C1和电容C2是完全抑制两级式单相逆变器低频纹波的最小容值；串联输出电容C1和电容C2的直流工作点是vC1和vC2的FFT分解的直流分量。
3.一种基于权利要求1或2所述的抑制两级式单相逆变器低频纹波的主电路的控制方法，其特征在于：用闭环控制确保电容电压纹波互补和直流母线电压恒定，具体是采用PI控制器的均压外环，和采用比例积分控制器、谐振控制器的电容电压波形控制环。
4.根据权利要求3所述的抑制两级式单相逆变器低频纹波的主电路的控制方法，其特征在于：
母线电压外环调节器Gv为比例积分控制器，用于使直流母线电压稳定在额定值附近：当母线电压低于额定值时，比例积分控制器输出值增加，使控制器输出的PWM波占空比增加，母线电压上升；当母线电压低于额定值时，比例积分控制器输出值减小，使控制器输出的PWM波占空比减小，母线电压下降；
电容电压内环Gc为比例积分控制器+谐振控制器，其中PI控制器为比例积分控制器，用于控制电容电压的稳态工作点，谐振控制器PR1～PR8的谐振频率点为2hω0，h＝1,2…8，用于控制电容电压的纹波形状。
5.根据权利要求3所述的抑制两级式单相逆变器低频纹波的主电路的控制方法，其特征在于：谐振控制器传递函数如下式所示：
Figure FDA0003747090600000021
其中，Kr为谐振增益，wc为谐振带宽，w0为电网基波角频率，h为谐波次数。
6.一种分布式电源***，其特征在于：包括光伏电池或燃料电池，光伏电池或燃料电池采用权利要求1或2所述的抑制两级式单相逆变器低频纹波主电路。
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