CN114498757A - 三相lcl型并网逆变器稳定性控制方法及其应用 - Google Patents

三相lcl型并网逆变器稳定性控制方法及其应用 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种三相LCL型并网逆变器稳定性控制方法，在所述三相LCL型并网逆变器的网侧电流反馈通道中增设比例延迟环节用于改善并提高幅值裕度，所述比例延迟环节等效为所述三相LCL型并网逆变器中网侧滤波电感L2的并联有源虚拟阻抗，所述有源虚拟阻抗的实部Re和虚部Xe的大小及正负取值随着频率的变化而变化。本发明中提供的方法改善并提高了幅值裕度，提升了并网***的稳定范围及适应能力，解决了抑制三相LCL型并网逆变器中谐振尖峰上位的问题。

Description

三相LCL型并网逆变器稳定性控制方法及其应用
所属领域
本发明属于三相LCL型并网逆变器稳定性研究方向，具体涉及一种三相LCL型并网逆变器稳定性控制方法及其应用。
背景技术
在光伏逆变并网***中，并网逆变器是连接光伏发电***与电网的核心装置，对电力***稳定运行至关重要。为了减小并网电流谐波及并网滤波器体积、重量、成本，通常采用LCL型滤波器。随着分布式电源并网功率等级的增加及接入位置的广泛分布，电网越来越表现出弱电网的特性，即电网阻抗增大和电网电压具有丰富的背景谐波。电网阻抗波动会改变LCL型滤波器原有的频率特性，影响***的稳定性，而电网电压背景谐波会引起并网电流的畸变，影响电网电能质量。
为消除因电网电压畸变引起的并网电流畸变，通常采用电网电压全前馈，但在弱电网条件下，电网电压前馈会引入一条与电网阻抗相关的正反馈回路，对***稳定性产生影响。文献公开了一种并网电流延迟反馈有源阻尼方法，能够解决弱电网下一定范围内谐振频率偏移导致的不稳定问题，但是稳定范围有限。
现有方法中大体通过有源阻尼消除谐振尖峰增加***幅值稳定裕度，或者前向通道加入延时环节增加相角稳定裕度的方法使***达到稳定，其稳定的谐振频率分别局限在一定范围内，不能适应较大范围弱电网阻抗波动。
发明内容
本发明提供了一种三相LCL型并网逆变器稳定性控制方法及其应用，解决了抑制LCL谐振尖峰的上位问题。
一种三相LCL型并网逆变器稳定性控制方法，在所述三相LCL型并网逆变器的网侧电流反馈通道中增设比例延迟环节用于改善并提高幅值裕度，所述比例延迟环节等效为所述三相LCL型并网逆变器中网侧滤波电感L2的并联有源虚拟阻抗，所述有源虚拟阻抗的实部Re和虚部Xe的大小及正负取值随着频率的变化而变化。
进一步地，在满足所述实部Re等效的有源虚拟电阻为正的延迟时间情况下，所述虚部Xe等效的有源虚拟电抗与所述网侧滤波电感L2并入后的总电感为正。
进一步地，在满足所述实部Re等效的有源虚拟电阻为正的延迟时间情况下，需要同时保证虚部Xe等效的有源虚拟电抗与所述网侧滤波电感L2并入后的总电感为正，须满足
Figure BDA0003534266890000021
式中L1表示三相逆变器侧滤波电感、C表示滤波电容，L2表示网侧滤波电感，Kc表示比例延迟环节传递函数的比例系数。
进一步地，所述三相LCL型并网逆变器在弱电网下，在所述三相LCL型并网逆变器的网侧电流反馈通道增设延迟控制用于改善并提高相角裕度，所述比例延迟环节串入所述网侧电流反馈通道中与增设的所述延迟控制级联构成电流延迟级联反馈控制，同时用于改善并提高幅值裕度及相角裕度，扩大谐振频率偏移的稳定范围。
进一步地，所述电流延迟级联反馈控制的稳定条件为：
Figure BDA0003534266890000022
式中fr表示谐振频率，Tw表示相角裕度稳定控制的延时时间，Tz表示幅值裕度稳定控制的延迟时间。
进一步地，所述电流延迟级联反馈控制等效为所述三相LCL型并网逆变器中网侧滤波电感L2的并联有源阻尼，所述有源阻尼的实部Re和虚部Xe的大小及正负取值随着频率的变化而变化，在满足所述实部Re等效的有源虚拟电阻为正的延迟时间情况下，所述虚部Xe等效的有源虚拟电抗与弱电网的等效电感Lg串联后并入后的总电感为正。
在本发明的第二个方面，提供一种弱电网三相LCL型并网逆变器稳定性控制方法，在所述三相LCL型并网逆变器的逆变器侧电流反馈通道增设延迟控制用于改善并提高相角裕度，比例延迟环节串入所述逆变器侧电流反馈通道中与增设的所述延迟控制级联构成电流延迟级联反馈控制，同时用于改善并提高幅值裕度及相角裕度，扩大谐振频率偏移的稳定范围。
进一步地，所述电流延迟级联反馈控制等效为所述三相LCL型并网逆变器中的有源阻尼，所述有源阻尼的实部Re和虚部Xe的大小及正负取值随着频率的变化而变化，在满足所述实部Re等效的有源虚拟电阻为正的延迟时间情况下，所述虚部Xe等效的有源虚拟电抗与弱电网的等效LCL滤波器中电感或电容并联或串联的总电抗为正。
在本发明的第三个方面，提供一种弱电网下三相LCL型并网逆变器稳定性控制***，其特征在于，所述控制***中采用电容电压全前馈用于抑制电网电压背景谐波对并网电流的影响，所述控制***包含上述所述的电流延迟级联反馈控制用于扩大谐振频率偏移的稳定范围，所述电容电压全前馈和所述电流延迟级联反馈控制相互解耦。
本发明和现有技术相比具有如下有益效果：
1、本文提出的一种三相LCL型并网逆变器稳定性控制方法，通过增设比例延迟环节，可以改善并提高电网的幅值裕度，解决了抑制LCL谐振尖峰的上位问题。
2、本发明中提出的并网电流延迟级联反馈控制策略是形成互补的相角稳定裕度和幅值稳定裕度，满足弱电网下并网阻抗较大范围波动的稳定性问题。满足相角稳定裕度的谐振频率波动范围为1/(4Tw)<fr<3/(4Tw)、幅值稳定裕度的谐振频率波动范围为1/(4Tz)<fr<3/(4Tz)。选择3/(4Tz)>1/(4Tw)，且Tz>Tw，***稳定的谐振频率波动范围扩大为1/(4Tz)<fr<3/(4Tw)，提高了弱电网下的鲁棒性。
3、本发明提出的并网电流延迟级联反馈控制策略可避免在电容电压前馈环路内作用产生相互抵消而失效问题，可同时利用电容电压的全前馈控制抑制电网背景谐波带来的并网电流畸变，提高并网电流THD，逆变***运行于高功率因数。因此，电容电压全前馈的电流延迟级联反馈控制策略，是综合解决弱电网下影响并网***性能的方案。
4、本发明提出的电流延迟级联反馈控制稳定性控制策略，仅需并网电流这一物理参量，既实现电流并网跟踪控制，又可以扩大***在弱电网下的稳定裕度，无需额外传感器，具有简便、有效、低成本的优势。
5、对于逆变器侧电感电流反馈控制在弱电网下的稳定性及并网质量问题，通过初步仿真分析，仍可应用所提出的电流延迟级联反馈控制方法，当然这里的反馈电流为逆变器侧电流，高***鲁棒性。电容电压全前馈也同样适用于逆变同样可以达到扩大弱电网阻抗波动的稳定范围，提器侧电流闭环控制，有效抑制背景谐波对并网电流的影响。
附图说明
为了更清楚地说明本发明的实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是示例性的，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图引伸获得其它的实施附图。
图1为本发明中三相并网逆变器电路拓扑结构图；
图2为本发明中三相LCL型并网逆变器的电流控制框图；
图3为本发明中引入不同时间延迟环节的LCL滤波器伯德图；
图4为本发明中比例延迟环节Gkt的***控制框图；
图5为本发明中等效有源虚拟阻抗的电路图；
图6为本发明中正实部电阻临界频率与延迟时间的关系示意图；
图7为本发明中不同Kc***环路增益波德图；
图8为本发明中弱电网下并网逆变器简化模型图；
图9为本发明中弱电网阻抗增加时谐振尖峰移动方向示意图；
图10为本发明中电流反馈延迟Gt与Gkt环节的级联控制框图；
图11为本发明中级联延迟反馈环节Gt·Gkt等效为有源阻尼示意图；
图12为本发明中并网逆变***谐振频率偏移的稳定范围示意图；
图13为本发明中三相LCL型并网逆变器及其控制框图；
图14为本申请实施方式中延时相角稳定前提下弱电网等效电感增加时三相并网电流示意图；
图15为本申请实施方式中延时相角稳定前提下弱电网等效电感增加时注入延时阻尼的三相并网电流示意图；
图16为本申请实施方式中延迟阻尼稳定前提下弱电网等效感抗减小时的三相并网电流示意图；
图17为本申请实施方式中延迟阻尼稳定前提下加入延迟相角控制环节Gt(s)后的三相并网电流示意图；
图18为本申请实施方式中基于电容电压全前馈的电路结构图；
图19为本申请实施方式中基于电容电压全前馈的控制框图；
图20为本申请实施方式中弱电网条件下网侧电压畸变时的并网电流示意图；
图21为本申请实施方式中基于网侧电流延迟级联反馈控制条件下电网畸变时电容电压全前馈控制下的并网电流示意图；
图22为本申请实施方式中注入谐波后三相a相电压和三相并网电流示意图；
图23为本申请实施方式中基于逆变器侧电流延迟级联反馈控制条件下电网畸变时电容电压全前馈控制下的三相并网电流示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明中LCL型滤波器的三相并网逆变器电路拓扑如图1所示。
图1中L1为三相逆变器侧滤波电感、C为滤波电容，变压器折算到一次侧漏感为网侧滤波电感L2；udc为直流侧电压；uk(k＝a,b,c)为逆变器输出电压；uCk为滤波器电容电压；ik为逆变器侧电感电流，igk为并网电流，uTk为变压器一次侧电压，ugk为电网电压。为明确反映逆变器***工作特性，假设主电路中所有功率开关为理想器件，且不考虑死区带来的影响；线路电阻和滤波电容、电感的等效电阻均忽略，滤波电容C、电感L为线性器件。
在自然坐标系下建立三相LCL型逆变器的数学模型，经过Clark变换得到α-β坐标系下的数学模型，其中逆变器侧电压模型为：
Figure BDA0003534266890000071
式中，KPWM为逆变器电压调制等效增益。Sα、Sβ为功率器件开关量。
网侧电压模型为
Figure BDA0003534266890000072
滤波电容电流模型为：
Figure BDA0003534266890000073
联立(1)、(3)式，可得：
Figure BDA0003534266890000074
由(2)式，可得：
Figure BDA0003534266890000081
式中，uL2α，uL2β为网侧电感电压。
根据LCL型逆变器数学模型设计的并网控制策略一般为电压外环、电流内环双环控制。电压外环通常采用PI控制，维持直流侧电压稳定；电流内环通常采用准比例谐振(Quasi Proportion resonance,QPR)并网电流跟踪控制。在弱电网条件下，存在背景谐波、电网阻抗波动情况。电网阻抗波动导致LCL滤波器发生谐振频率偏移，严重影响并网***稳定性。因此，需要采取控制、补偿措施，提高***的稳定性、鲁棒性，实现并网电流高质量馈入电网。
三相LCL型并网逆变器电流跟踪控制框图如图2所示，Gi(s)为网侧电流控制器。α-β坐标系下，Gi(s)采用QPR电流控制器Gqpr(s)。
Figure BDA0003534266890000082
将式(6)代入式(4)，得
Figure BDA0003534266890000083
由式(7)可知，电流跟踪控制受到滤波电容电压uCα、uCβ影响，而式(5)表明电网电压直接影响电容电压，可见，电网电压最终成为电流跟踪控制的扰动量。
弱电网下，LCL型逆变器容易引发***谐振，并导致***不稳定。根据奎斯特稳定性判据可知，当***开环传递函数不存在右半平面极点时，在***开环对数幅频特性大于0dB的频段内，对应相频特性-180°±360°×n线的正穿越和负穿越次数应相等。因此，欲解决三相LCL型并网逆变器在弱电网下的稳定性问题，可从相角裕度与幅值裕度采取措施，并扩大弱电网谐振频率偏移的稳定范围。
根据LCL滤波器的伯德图，其幅频特性存在谐振尖峰，且在谐振尖峰处相位发生-180°跳变，此-180°跳变为负穿越，它会产生一对右半平面的闭环极点，导致LCL并网逆变器不稳定。因此一般情况下考虑通过延迟环节使其相位转折点进入-180°至-540°范围，此时谐振尖峰处相位跳变无穿越，则***不存在右半平面闭环极点，满足奈奎斯特稳定性判据，***是稳定的。
图3中从上到下依次引入0、1/(4fr)、1/(2fr)、3/(4fr)、1/fr(fr为谐振频率)延迟时间的LCL滤波器伯德图，正负穿越分别为：s-＝1、s+＝0；s-＝1、s+＝0；s-＝0、s+＝0；s-＝0、s+＝0；s-＝1、s+＝0(s-为负穿越次数、s+为正穿越次数)。根据奈奎斯特稳定性判据，当引入延迟1/(2fr)、3/(4fr)时，***稳定。通过上述分析可知，当***引入一定时间范围的延迟控制可以保证***稳定。本申请实施中以在三相LCL型并网逆变器的网侧电流反馈通道加延迟控制的方式为例，来改善并提高相角裕度。
电流反馈延迟控制Gt(s)＝e-Tts，在谐振频率处的延时时间Tw为
Tw＝Td+Tt(8)
式中，Td为***固有延迟时间，Tt为加入的延迟控制时间。延迟控制带来的滞后相位δ为
δ＝-fr·Tw·2π (9)
为了满足***的稳定性，LCL滤波器谐振频率处的相位偏移范围应为
Figure BDA0003534266890000101
将式(9)代入式(10)，得
Figure BDA0003534266890000102
可见，当***谐振频率fr一定时，满足***相角裕度的稳定，则引入的延迟时间Tw应符合式(11)的要求。
一种三相LCL型并网逆变器稳定性控制方法，在所述三相LCL型并网逆变器的网侧电流反馈通道中增设比例延迟环节用于改善并提高幅值裕度，所述比例延迟环节等效为所述三相LCL型并网逆变器中网侧滤波电感L2的并联有源虚拟阻抗，所述有源虚拟阻抗的实部Re和虚部Xe的大小及正负取值随着频率的变化而变化。
为了抑制LCL谐振尖峰，需要将谐振尖峰阻尼到0dB以下，避免有效穿越。本申请实施方式中优选在网侧电流反馈通道中串入比例延迟环节Gkt(s)，等效为L2的并联有源虚拟阻抗，其阻抗为Zeq。有源虚拟阻抗的控制框图如图4所示。
Gkt(s)环节的传递函数为
Figure BDA0003534266890000103
式中，Kc为比例系数。Tm为比例延迟环节的延迟时间，结构框图中Gkt(s)经等效变换后的有源虚拟阻抗为
Figure BDA0003534266890000104
设式中Tm+Td＝Tmd，延迟控制环节中的s用jω替代，并利用欧拉公式(14)讨论等效有源虚拟阻抗的频域特性
G(jω)＝eτjω＝cosωτ+jsinωτ (14)
利用欧拉公式将式(13)表示为导纳，得
Figure BDA0003534266890000111
由式(15)可知，比例延迟反馈环节等效为Re(Zeq)与Xe(Zeq)的并联
Figure BDA0003534266890000112
在LCL滤波电路中等效有源虚拟阻抗的电路结构为图5所示。
引入的比例延迟环节等效为并网滤波电感L2的并联有源虚拟阻抗(比例延迟环节也可称为比例延迟有源阻尼环节)，有源虚拟阻抗的实部Re(Zeq)和虚部Xe(Zeq)其大小和正负取值将随着谐振频率的变化而变化。实部所对应的电阻正负将影响LCL阻尼特性及幅值稳定裕度，虚部所对应的感抗与并网感抗并联的正负将影响***稳定性。因此，须对Re(Zeq)取正值的临界频率及Xe(Zeq)与并网感抗并联的正负进行分析。
令Re(Zeq)>0，则
Figure BDA0003534266890000113
式中，设1/(4Tmd)为下限临界频率fx1，3/(4Tmd)为上限临界频率fx2。由式(17)可知等效电阻的正负分界频率与引入的延迟时间Tmd大小有关。
负的实部电阻将会给***引入位于右半平面的开环极点，使得***为非最小相位***，可能会导致***不稳定。因此，考虑不同延迟时间的正有源阻尼临界范围如图6所示。
从图6中可以看出随着有源阻尼延迟时间的增加，满足正阻尼的临界频率fx1和fx2将逐渐降低，且呈正阻性有源阻尼的频率区间也逐渐减小。因此在Re(Zeq)>0时，电流反馈有源阻尼延迟时间Tmd需满足
Figure BDA0003534266890000121
虚拟等效电抗与网侧滤波电感L2并联的总电感为负时，并网***稳定性变差甚至发散。因此，在满足实部Re等效的有源虚拟电阻为正的延迟时间情况下，需要同时保证虚部Xe等效的有源虚拟电抗与网侧滤波电感L2并入后的总电感为正，由此可确定Kc的选取范围。由式(15)和式(16)得虚拟电感为
Figure BDA0003534266890000122
设Tmd＝Kt/fr，且
Figure BDA0003534266890000123
Figure BDA0003534266890000124
欲使等效的有源虚拟电抗Lm与L2并联为正，须满足
Figure BDA0003534266890000125
在式(21)范围内，Kc越大，对***环路增益谐振尖峰的抑制效果越好，幅值裕度大；Kc减小谐振尖峰的抑制效果变差，幅值裕度减小；Kc对低频段和高频段的幅频特性影响很小；相频特性中fr谐振频率附近的相角随着Kc增大略有减小，但在谐振频率处的相角仍穿越-180°，见图7所示。根据***实际参数在原fr谐振频率处，符合式(21)情况下，绘制Kc逐渐减小对***幅值裕度影响，从图7中可以得到满足***稳定的Kc最小值。
比较式(11)和式(18)，可见上述两种延时反馈控制方案，使***稳定的延时时间范围大致是相同的，但是本申请提供的比例延迟环节控制方法，可以改善并提高电网的幅值裕度，解决了抑制LCL谐振尖峰的上位问题。
当电网呈现出弱电网特性时，电网阻抗不能忽略，电网阻抗将会与LCL滤波器的网侧滤波电感L2串联起来，这会极大地影响原并网逆变***的频率特性。在弱电网条件下，三相LCL型并网逆变器等效模型如图8所示。图中ud为逆变器桥臂输出电压，ug为理想电网电压，Zg为弱电网等效阻抗。
许多分布式发电***在接入电网时，由于大量采用低功率变压器和长电源线等设备，其弱电网阻抗Zg可以等效为感抗和电阻串联。由于等效电阻相对较小，且不足以抑制谐振尖峰，通常等效为电感Lg。弱电网下，网侧电流反馈控制的LCL滤波器输入输出传递函数为
Figure BDA0003534266890000131
谐振角频率为
Figure BDA0003534266890000132
由上图3可知，忽略***固有延时的网侧电流反馈控制，在无延时控制或有源阻尼稳定性控制情况下，***不稳定。当引入延迟控制Gt(s)***稳定的情况下，分析弱电网阻抗增大对并网***稳定性的影响。具有延迟控制的***开环传递函数对数幅相频特性如图9所示。
***谐振频率附近的相频特性表达式为
Figure BDA0003534266890000133
式中，
Figure BDA0003534266890000134
δ(ω)＝-Twω。
图中幅相频特性曲线最右侧为Lg＝0，***稳定。弱电网下，随着Lg逐渐增大，由式(23)、(24)可知LCL滤波器谐振角频率ωr会逐渐减小，延迟相位也会逐渐减小，改变原有***的幅相频特性。当电网阻抗进一步增大，原稳定的并网***，由于谐振尖峰向低频移动，伴随着谐振频率处跳变相角逐渐上移，出现穿越-180°线，由奈奎斯特稳定判据可知***会失稳。
当引入比例延迟有源阻尼环节Gkt(s)***稳定的情况下，分析弱电网阻抗减小对并网***稳定性的影响。电网阻抗等效Lg减小，由式(23)可知谐振角频率ωr增大，根据图6所示，一定的Tm对应一段谐振频率范围[fx1,fx2]，该频率范围内的有源阻尼为正。随着谐振频率增加，fr>fx2，超过了有源阻尼有效抑制谐振尖峰的范围，***失稳。
可见，并网逆变***的稳定性对LCL滤波器的谐振特性变化十分敏感，因此，电网阻抗变化会显著影响逆变器***的稳定性。
在一个具体的实施方式中，在弱电网下，在所述三相LCL型并网逆变器的网侧电流反馈通道增设延迟控制用于改善并提高相角裕度，所述比例延迟环节串入所述网侧电流反馈通道中与增设的所述延迟控制级联构成电流延迟级联反馈控制，同时用于改善并提高幅值裕度及相角裕度，扩大谐振频率偏移的稳定范围。
由上述实施内容可知，采用电流反馈延迟控制改善并提高相角裕度，使***稳定的条件为
Figure BDA0003534266890000141
采用电流反馈延迟环节的有源阻尼改善并提高幅值裕度，使***稳定的条件为
Figure BDA0003534266890000142
当Tw＝Tmd时，分别通过改善并提高相角裕度和幅值裕度的方法，满足***稳定的谐振频率变化范围均一致。为了适应弱电网条件下，电网阻抗发生较大波动，扩大并网***的稳定范围，本发明提出了电流延迟级联反馈控制方法，如图10所示。
将电流延迟反馈控制(即延迟控制)Gt(s)＝e-Tts与电流反馈延迟有源阻尼环节(即比例延迟环节)Gkt(s)＝Kce-Tms级联，即Gt(s)·Gkt(s)，其等效有源阻尼Zeq，如图11所示。
电流延迟级联反馈环节Gt(s)·Gkt(s)等效阻抗为
Figure BDA0003534266890000151
设Tm+Tw+Td＝Tz，使Re(Zeq)>0，满足幅值裕度稳定条件为
Figure BDA0003534266890000152
电流反馈延迟控制Gt(s)的相角稳定条件为
Figure BDA0003534266890000153
当相角裕度稳定控制的延时时间Tw确定后，其满足谐振频率变化范围，如图12所示，图中为水平实线间的频率范围。满足幅值裕度稳定控制的延时有源阻尼其谐振频率变化范围，在图12中为曲线间的频率范围。由于Tz>Tw，有源阻尼使***稳定的范围向谐振频率减小的方向移动，两种稳定性控制的频率范围出现了交叉，从而扩大了弱电网谐振频率偏移的稳定范围。当Tz>3Tw时，有源阻尼稳定的谐振频率范围与延迟相角稳定范围分离，相互没有交集，分离的区域为***不稳定范围，如图12所示。图中阴影部分Tw<Tz<3Tw区域是针对一定Tw的延迟级联环节Tz选取范围及相应谐振频率变化的稳定范围。阴影部分的横坐标反映了延迟级联Tz的取值范围，相应的纵坐标反映了弱电网下***稳定的谐振频率可变化范围。
当***处于Gt(s)延迟相角稳定控制时，谐振频率稳定范围在图12中标出的“相位稳定范围”，弱电网下，电网阻抗波动逐渐增大，谐振频率向减小的方向偏移，超出了“相位稳定范围”，三相并网电流波形质量变差，甚至波形发散，***进入失稳状态，这种情况下相角裕度已无法满足***稳定。此时，加入Gkt(s)延迟有源阻尼稳定性控制，则谐振频率进入“有源阻尼稳定范围”，并网***恢复稳定。同理电网阻抗波动逐渐减小，谐振频率向增大的方向偏移，超出了“有源阻尼稳定范围”时，利用延迟相角稳定控制，进入“相位稳定范围”。由此，延迟相角与延迟有源阻尼稳定性控制互为补充，扩大了弱电网下阻抗波动的稳定范围。
电流延迟级联反馈控制的稳定条件为
Figure BDA0003534266890000161
相比于单纯的延迟相角环节稳定条件，稳定范围扩大了1/(4Tz)<fr<1/(4Tw)，相比于单纯延迟有源阻尼环节稳定条件，稳定范围扩大了3/(4Tz)<fr<3/(4Tw)。因此，电流延迟级联反馈控制方法增强了并网***弱电网下单纯延迟或阻尼方法的鲁棒性。基于网侧电流延时级联反馈控制的三相并网逆变***控制框图，如图13所示。
在Simulink仿真***中，如图14所示，在***稳定的情况下，模拟弱电网条件，增大电网阻抗，网侧等效电感L2增加为2mH，此时并网电流如图13所示，并网电流中含有谐振频率，纹波变化强烈，畸变率高；电网阻抗增大导致***谐振频率减小，延迟相角控制已无法满足***稳定。此时，在延迟控制的基础上通过网侧电流加入比例延时环节Gkt(s)，与纯延迟环节级联形成级联的比例延迟为有源阻尼，增加***幅值稳定裕度，根据公式计算出延迟时间为0～1/(2fr)s，选取Tm＝1/(3fr)s，Kc＝50。在t＝0.04s时刻，将该比例延迟环节注入***，并网电流纹波和畸变率显著减小，如图15所示。
上述仿真结果验证了网侧电流延迟级联反馈控制策略可在电网阻抗较大范围内波动时，形成相角稳定控制和幅值稳定控制的相互补充，扩大了整个并网***在弱电网下的稳定范围，提升了***对弱电网阻抗变化的鲁棒性。
本发明在建立LCL型三相并网逆变***数学模型的基础上，针对弱电网条件下，电网阻抗波动对并网电流质量及并网***稳定性的影响，并网电流延迟级联反馈控制策略是形成互补的相角稳定裕度和幅值稳定裕度，满足了弱电网下并网阻抗较大范围波动的稳定性问题。满足相角稳定裕度的谐振频率波动范围为1/(4Tw)<fr<3/(4Tw)、幅值稳定裕度的谐振频率波动范围为1/(4Tz)<fr<3/(4Tz)。选择3/(4Tz)>1/(4Tw)，且Tz>Tw，***稳定的谐振频率波动范围扩大为1/(4Tz)<fr<3/(4Tw)，提高了弱电网下的鲁棒性。
利用本发明所提出的电流延迟级联反馈控制方法，可以增强电网阻抗较大范围波动的稳定性，实现了弱电网条件下低成本，低谐波、强鲁棒的并网控制功能，通过SIMULINK仿真与MT6020实验平台的验证，证明了所提控制策略的有效性和可行性。
在一个具体的实施方式中，本发明还提供了一种弱电网三相LCL型并网逆变器稳定性控制方法，在所述三相LCL型并网逆变器的逆变器侧电流反馈通道增设延迟控制用于改善并提高相角裕度，比例延迟环节串入所述逆变器侧电流反馈通道中与增设的所述延迟控制级联构成电流延迟级联反馈控制，同时用于改善并提高幅值裕度及相角裕度，扩大谐振频率偏移的稳定范围。所述电流延迟级联反馈控制等效为所述三相LCL型并网逆变器中的有源阻尼，所述有源阻尼的实部Re和虚部Xe的大小及正负取值随着频率的变化而变化，在满足所述实部Re等效的有源虚拟电阻为正的延迟时间情况下，所述虚部Xe等效的有源虚拟电抗与弱电网的等效LCL滤波器中电感或电容并联或串联的总电抗为正。
在Simulink仿真***中，当弱电网阻抗波动，等效电感由0.8mH减小到0.2mH时，谐振频率偏移，超出了有源阻尼抑制谐振尖峰的频率范围，***发生谐振，并网电流发散如图16所示。原并网***在t＝0.007s时刻，加入电流延迟反馈相角稳定控制环节，***收敛，并网电流稳定、畸变率低，其波形如图17所示。通过仿真表明，对于逆变器侧电感电流反馈控制的稳定性问题，仍可将提出的电流延迟级联反馈控制方法应用于逆变器侧电流控制，同样扩大弱电网阻抗波动的稳定范围，提高***鲁棒性。
本发明还提供了一种弱电网下三相LCL型并网逆变器稳定性控制***，其***控制框图如图18和19所示，所述控制***中采用电容电压全前馈用于抑制电网电压背景谐波对并网电流的影响，所述控制***包含上述的电流延迟级联反馈控制用于扩大谐振频率偏移的稳定范围，所述电容电压全前馈和所述电流延迟级联反馈控制相互解耦，达到弱电网并网综合控制补偿目的。
在网侧电流延迟级联反馈控制下，弱电网条件下，电网电压背景谐波，会严重影响并网电流质量。以通常含量较高的奇次谐波中3次、5次为例说明所设计的电网稳定性控制策略不影响电容电压全前馈的控制效果。并网起始阶段没有电网电压畸变，当t＝0.04s时，电网电压注入谐波，并网电流出现明显畸变，如图20所示。此时并网电流的总谐波畸变率(total harmonic distortion,THD)为7.89％，并网电流3次、5次谐波含量分别为5.32％、5.87％，可见，电网电压畸变会影响并网电流的质量。采用交叉解耦频率自适应复数滤波的同步锁相方法得到，给定电流通过电流QPR控制在t＝0.04s时刻利用电容电压全前馈的并网电流波形如图21所示。THD降为1.44％，其中并网电流3次、5次谐波含量分别降为0.58％、0.67％。仿真验证了电容电压全前馈控制可以有效抑制弱电网下电网电压畸变对并网电流的影响，提高并网电流质量，且能够与稳定性控制解耦。
在逆变器侧电流延迟级联反馈控制下，电网电压三相对称、无谐波时，对逆变并网电流畸变率影响小。弱电网下在电网电压背景谐波的影响下，并网电流出现畸变如图22所示。此时并网电流的总谐波畸变率(Total Harmonic Distortion,THD)为8.77％。当采用电容电压全前馈控制策略对电网电压背景谐波影响进行抑制，并网电流如图23所示。在电容电压全前馈控制策略下，并网电流有明显改善，其THD降为4.06％。从仿真结果表明，在弱电网条件下，逆变侧电流控制的稳定性及并网电流质量问题，同样适用于本文所提出的控制策略，拓宽了该方法的应用范围。
综上所述，电流延迟级联反馈控制策略可避免在电容电压前馈环路内作用产生相互抵消而失效问题，可同时利用电容电压的全前馈控制抑制电网背景谐波带来的并网电流畸变，提高并网电流THD，逆变***运行于高功率因数。因此，电容电压全前馈的电流延迟级联反馈控制策略，是综合解决弱电网下影响并网***性能的最优方案。
以上实施例仅为本申请的示例性实施例，不用于限制本申请，本申请的保护范围由权利要求书限定。本领域技术人员可以在本申请的实质和保护范围内，对本申请做出各种修改或等同替换，这种修改或等同替换也应视为落在本申请的保护范围内。

Claims (9)

1.一种三相LCL型并网逆变器稳定性控制方法，其特征在于，在所述三相LCL型并网逆变器的网侧电流反馈通道中增设比例延迟环节用于改善并提高幅值裕度，所述比例延迟环节等效为所述三相LCL型并网逆变器中网侧滤波电感L2的并联有源虚拟阻抗，所述有源虚拟阻抗的实部Re和虚部Xe的大小及正负取值随着频率的变化而变化。
2.根据权利要求1所述的一种三相LCL型并网逆变器稳定性控制方法，其特征在于，在满足所述实部Re等效的有源虚拟电阻为正的延迟时间情况下，所述虚部Xe等效的有源虚拟电抗与所述网侧滤波电感L2并入后的总电感为正。
3.根据权利要求1所述的一种三相LCL型并网逆变器稳定性控制方法，其特征在于，在满足所述实部Re等效的有源虚拟电阻为正的延迟时间情况下，需要同时保证虚部Xe等效的有源虚拟电抗与所述网侧滤波电感L2并入后的总电感为正，须满足
Figure FDA0003534266880000011
式中L1表示三相逆变器侧滤波电感、C表示滤波电容，L2表示网侧滤波电感，Kc表示比例延迟环节传递函数的比例系数。
4.根据权利要求1所述的一种三相LCL型并网逆变器稳定性控制方法，其特征在于，所述三相LCL型并网逆变器在弱电网下，在所述三相LCL型并网逆变器的网侧电流反馈通道增设延迟控制用于改善并提高相角裕度，所述比例延迟环节串入所述网侧电流反馈通道中与增设的所述延迟控制级联构成电流延迟级联反馈控制，同时用于改善并提高幅值裕度及相角裕度，扩大谐振频率偏移的稳定范围。
5.根据权利要求4所述的一种三相LCL型并网逆变器稳定性控制方法，其特征在于，所述电流延迟级联反馈控制的稳定条件为：
Figure FDA0003534266880000012
式中fr表示谐振频率，Tw表示相角裕度稳定控制的延时时间，Tz表示幅值裕度稳定控制的延迟时间。
6.根据权利要求4或5所述的一种三相LCL型并网逆变器稳定性控制方法，其特征在于，所述电流延迟级联反馈控制等效为所述三相LCL型并网逆变器中网侧滤波电感L2的并联有源阻尼，所述有源阻尼的实部Re和虚部Xe的大小及正负取值随着频率的变化而变化，在满足所述实部Re等效的有源虚拟电阻为正的延迟时间情况下，所述虚部Xe等效的有源虚拟电抗与弱电网的等效电感Lg串联后并入后的总电感为正。
7.一种弱电网三相LCL型并网逆变器稳定性控制方法，其特征在于，在所述三相LCL型并网逆变器的逆变器侧电流反馈通道增设延迟控制用于改善并提高相角裕度，比例延迟环节串入所述逆变器侧电流反馈通道中与增设的所述延迟控制级联构成电流延迟级联反馈控制，同时用于改善并提高幅值裕度及相角裕度，扩大谐振频率偏移的稳定范围。
8.根据权利要求7所述的一种弱电网三相LCL型并网逆变器稳定性控制方法，其特征在于，所述电流延迟级联反馈控制等效为所述三相LCL型并网逆变器中的有源阻尼，所述有源阻尼的实部Re和虚部Xe的大小及正负取值随着频率的变化而变化，在满足所述实部Re等效的有源虚拟电阻为正的延迟时间情况下，所述虚部Xe等效的有源虚拟电抗与弱电网的等效LCL滤波器中电感或电容并联或串联的总电抗为正。
9.一种弱电网下三相LCL型并网逆变器稳定性控制***，其特征在于，所述控制***中采用电容电压全前馈用于抑制电网电压背景谐波对并网电流的影响，所述控制***包含权利要求4-8任一项所述的电流延迟级联反馈控制用于扩大谐振频率偏移的稳定范围，所述电容电压全前馈和所述电流延迟级联反馈控制相互解耦。
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CN115603377A (zh) * 2022-11-15 2023-01-13 特变电工西安电气科技有限公司（Cn） 一种并网逆变器弱网稳定性的改善方法及***

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