CN113632363A - 具有二次侧的全桥二极管整流器和非对称辅助电容器的绝缘dc/dc转换器 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种具有一次侧的开关转换器电桥和二次侧的全桥整流器的功率转换器电路，其中，电容器非对称地接到所述全桥整流器的支路上。
Description
技术领域
本发明涉及一种用于直流电的具有电路桥的电压转换器，其包括第一断路器、第二断路器、第三断路器和第四断路器，所述断路器分别具有控制端子和在两个功率端子之间延伸的负载路径，其中，所述第一和第二断路器的负载路径在第一电路节点上连接，并且所述第三和第四断路器的负载路径在第二电路节点上连接，并且分别串联接入在用于输入直流电压的接线端之间，并且与变压器连接，所述变压器的一次绕组与第一和第二电路节点连接，全桥整流器组件接在所述变压器的二次绕组下游。
此处谈及的类型的用于直流电的电压转换器也被称为全桥转换器，并且用于将直流电压转换为更高或者更低的直流电压。它们例如投入到焊接器具领域中的应用中。在此，电源侧的输入交流电压首先借助整流器转换为直流电压，所述直流电压借助电容器被整平，并且作为输入电压供给电压转换器。
该种电压转换器的工作原理在于，通过电子的断路器的定时的开闭，使通过它们构成的逆变器的输出端与不同的电势连接，并借此产生期望频率的交流电压。通过下游的变压器，该交流电压变为期望的电压值，并且在全桥整流器组件中被再次整流。通过控制断路器的接入时长和求出整流后的输出电流的均值或者整流后的输出电压的均值，允许实现输入直流电压和输出直流电压之间的功率传输或者直流电之间的功率传输，所述功率传输具有能够在较广范围内调节的变压比。
为了将接入的电流波形整平，该种电压转换器需要滤波器电路，所述滤波器电路由至少一个滤波扼流圈或者储存器扼流圈组成，而通常通过电容器，在并联于输入接线端和输出接线端的情况下将所述电压整平。
背景技术
DE10227832C1示出一种根据权利要求1的前序部分的用于直流电的电压转换器。在其示出的全桥转换器中，四个用于构成电路桥的断路器全部实施为金属—氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
由DE102012023425A1已知这种类型的另一电压转换器。在文献中说明的电压转换器的特征在于，为了达到高效率而应用非对称的电路结构和非对称的运行方式。该电压转换器借此允许显著地消除断路器中的开关损耗。
在此规定，在无电流的状态中或者仅仅在剩余电流较小时切换一次侧上的开关中的两个开关，而在电流最大时首先无电压的状态下切换另外两个开关。无电流地切换的开关优选为绝缘栅双极型晶体管(IGBT)，而无电压地切换的开关有利地通过金属—氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)实施。
为了实现所应用的金属—氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的几乎完全无电压的切换过程，切断电流时的电压升高率在电路技术层面被限制在特别小的值，从而电流值下降非常地快于电压值上升。为此能够有利实现的是，应用并联于各个金属—氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)接入的电容件，所述电容件在功能上补充所述金属—氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的基本上现有的输出电容。该电容件可通过一个或者多个电容器构成，或者通过结构电容件和电路电容件构成。
根据现有技术，这样的电压转换器的常见运行方式是不连续的模式，该模式也被称为间歇运行。这表示电流在储存器扼流圈中在一个开关周期内降至零。过零允许将所述储存器扼流圈在功能上对等地设置在和电力变压器串联的交流电流通路中，而不是在和直流电通路串联的输入侧或者输出侧上。
对时间上仅缓慢变化的输入电压和输出电压而言，这表示全部断路器上的电压过冲过程的高度被限制在直流电压的高度上，这能够以因数2来减小构件的电压负载。
对功率件中的储存器扼流圈而言，这表示它们能够在具有电力变压器的单元中构造，例如作为杂散场变压器构造。
然而该运行方式具有以下缺点。每次当储存器扼流圈中的电流过零时，会激发振荡回路中的阻尼振荡(“金属爆击声震”)，这由与线圈、变压器、二极管、晶体管的寄生电容和结构技术关联的线圈的电感产生。
此处的问题是该振荡回路的能量含量。在功率传输的脉冲间歇中，振荡衰减并且导致变压器、扼流圈和与之相连的电路部件变热。振荡此外导致杂散发射并且甚至能够在一定情况下损害或者彻底毁坏电路。
发明内容
本发明的任务在于，提供一种电压转换器，用该电压转换器以简单和低成本的方式解决或者至少显著减轻所述问题。
电容器非对称地接到全桥整流器组件的整流器支路上，以此来根据本发明解决所述任务。
带有电容器时，根据本发明的解决方案仅必需一个附加的构件，所述构件取消全桥整流器组件的对称性并且此外相对成本低廉。
在此尤其有利的是，该简单的措施同时能够改善电压转换器的效率。
同样有利的是，能够仅通过另一开关元件来根据需要接通和断开该附加电路的效果。通过在开关接通时利用共振效应，允许在输入电压和输出电压之间增大变压比的调节范围。
根据本发明的电压转换器的其它有利的设计方案和改进方案在从属权利要求中给出并且借助附图阐述。
附图说明
图中：
图1示出根据本发明实施的电压转换器的原理电路图，
图2示出所述原理电路图的变型，该变型具有可按层级切换的输出电压范围和作为切换元件的金属—氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，
图3示出混合配备整流器中不同地优化的构件的另一变型，
图4示出已知的电压转换器的原理电路图，
图5示出用于借助已知的电压转换器阐述问题情况的草图，
图6示出图表，所述图表展示根据图4的电压转换器运行时电流和电压的原理运行，其具有脉冲间歇中振荡的问题，
图7示出根据图1的电压转换器运行时电流和电压的原理运行。
具体实施方式
在后文中借助图4简短展示并阐述根据现有技术的这种类型的开关转换器的功能原理，该原理在德国公开文献DE102012023425A1中得到更加详细的说明。
在图4原理电路图中示出的电压转换器在其输入侧被供以输入直流电压Uein。作为电压转换器的中央元件的电路桥包括四个断路器S1、S2、S3、S4。所述四个断路器S1、S2、S3、S4分别具有控制端子G1、G2、G3、G4和在两个功率端子L1、L1'；L2、L2'；L3、L3'；L4、L4'之间延伸的负载路径。所述第一和第二断路器S1、S2的通过金属—氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)构成，所述第一和第二断路器的负载路径在第一电路节点K1上连接，并且串联接入用于输入直流电压Uein的接线端之间。在此，并联于各个金属—氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)分别接有电容件C1、C2。所述第三和第四断路器S3、S4通过绝缘栅双极型晶体管(IGBT)构成。所述第三和第四断路器的负载路径在第二电路节点K2上连接，并且同样串联接入在用于输入直流电压Uein的接线端之间。
所述电路桥的第一和第二电路节点K1、K2与变压器TR的一次绕组PW连接，通过四个二极管D1、D2、D3、D4构成的全桥整流器组件GL接在所述变压器的二次绕组SW的下游。施加在该全桥整流器组件GL的输出端的输出直流电压Uaus通过平滑电容器C3整平。用于定时控制所述四个断路器S1、S2、S3、S4的电部件未在电路图中示出。
通过所述变压器TR的基本上呈三角形的输出电流I2(t)进行功率传输，此时输出电压U2(t)大约呈矩形，正如从图6的中间和下部的图表中所见的那样。
在此典型的是输入侧或者输出侧的电路部分的所谓的间歇运行，其在变压器TR的绕组中的不同的电流极性的相位之间具有脉冲间歇(图6上部)。在脉冲间歇期间，一次电压U1(t)为零或者零均值，并且没有有效功率传输到二次侧。
通过间歇运行或者极限运行以及三角形的电流波形，得到在应用转换器电路的输出侧整流器部件中的硅PN结二极管时的优点。
在切换通过绝缘栅双极型晶体管(IGBT)构成的第三和第四断路器S3、S4时，作为该工作原理特征的三角形的电流波形以自然的方式得到无电流的状态，而对通过金属—氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)构成的第一和第二断路器S1、S2的控制，定义达到三角电流峰值的时间点。
这里可以免去在许多推挽全桥转换器中输出件内使用的直流电滤波扼流圈。在全桥整流器组件中的整流之后，通过所述平滑电容器C3单纯在电容方面支持三角形的交流电。能够通过设置在下游的滤波器梯级去除剩余的残留波纹度，根据构件值和结构尺寸较小地确定所述滤波器梯级。
所述半导体全桥的矩形的输出电压U2(t)的在高频的运行循环内恒定的余数引起电路电感件L中线性上升的电流，以此在电路中产生所述三角形的输出电流I2(t)。所述矩形的输出电压U2(t)的余数作为数值，具有所述输入直流电压Uein和通过所述变压器TR的匝数比变换的输出直流电压Uaus的差。在一个完整的工作循环T中，表明正负的预定数位变化两次。
所述输出电流I2(t)在时间段ta期间上升至三角峰值之后，时间段tb期间经历线性的直至零的下降，而变换后的具有相反极性的输出电压仅仅施加在电路电感件L上(图6中部)。
在三角电流I2(t)的数值的两个侧边下降期间，通过金属—氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)构成的所述第一和第二断路器S1、S2中的一个断路器必须在相对于三角侧边上升时反相位中通过构件的流向的相反方向上引导所述电流。为此应用所述金属—氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的集成的衬底二极管区段或者单独的反向二极管。在控制信号这段时间中将构件接入的情况下(同步整流)，且涉及的是金属—氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)时，所述衬底二极管区段上的压降电压下降值减小。
在示出的电路中有利的是，所述电路电感件L已经按份额或者完全地包括在所述组件的漏电感的形式中，所述组件由所述变压器TR的输入端绕组和输出端绕组包含。通过作为杂散场变压器的实施方式能够免去单独的构件。所述变压器TR中三角形的电流波形的另一优点在于谐波含量低，原因是傅立叶级数展开式的谐波分量随序数的平方而减小，这与传统推挽脉冲宽度调变(PWM)转换器电路的矩形电流相反，而在该矩形电流中，谐波分量的振幅只是线性地随序数减小。借此，由于涡流和电流趋肤效应(邻近效应)而在铜质绕组中的损耗功率显著降低。
在这里借助图5连同图6阐述引向本发明的问题情况。为此，图5示出已轻微改变的图4中的电路。其中，对相同作用的构件配以和图4中相同的附图标记。
针对脉冲间歇的时间段，图5的电路能够作为模型而对于该图下部示出的等效电路图得到简化，其中，L表示所述变压器TR的电路电感件，R'表示所述变压器TR的损耗电阻或者阻尼电阻。
首先假定，所述全桥整流器组件GL在完全的输出直流电压Uaus下处于空转。在所述变压器TR的一次侧上，由断路器S1、S2、S3、S4构成的电路桥在功率传输的脉冲间歇中像短路一样发挥作用。
构成所述全桥整流器组件GL的二极管D1、D2、D3、D4是截止的。所述二极管D1、D2、D3、D4的寄生的电容C'GLR作为总电容C'与所述变压器TR的电路电感件L一同构造振荡回路。
问题在于该振荡回路的能量含量。在这里，所述功率传输的每个半波之后，通过所述整流器GL中二极管D1、D2、D3、D4的切换过程激发出振荡。在脉冲间歇中，振荡受阻尼地衰减并且在此导致变压器TR变热，并且在一定情形中还导致与所述变压器TR相连的构件变热。
所述能量含量E0能够简单计算，因为所述振荡的起始值由所述输出电压Uaus的矩形的平顶预设。在忽略二极管正向偏压时(如图6下部)：
U0＝U2(0)＝Uaus以及E0＝1/2·C'·U0 2
所述振荡开始时的能量E0因此仅仅与有效的、寄生的电容C'和所述输出电压Uaus的高度有关。
在该模型展示中，为了总体的整流器GL而应用所述电容C'。它整合了具有二极管的所述整流器的、电力变压器的以及电线路的全部的物理上的构件特点和结构特点，所述特点决定所述整流器的切换过程的时间特性。
例如在涉及二极管D1、D2、D3、D4时，各个构件电容包含结电容、壳体电容和扩散电容(反向恢复时间)，并且在涉及变压器TR时，各个构件电容包含所述壳体对面的绕组结构的电容。电线路尤其是指电路板上的传导路径。
在所述等效电路图中，总电容C'分配到各个二极管D1、D2、D3、D4的四个相同的二极管电容C'GLR。由全桥组件的对称性得出数值C'GLR≈C'，在其交流电等效电路图中，分别有两个电容C'GLR串联，另外两个电容并联。
当输出电流较小并且开关频率降低时，脉冲间歇相对较长，并且输出电路的振荡在每个切换过程后几乎完全衰减；借此造成起始能量完全损失。寄生的所述电容C'的每次升高都意味着效率损失。由此，所述电路的优化目标在本情形中是使C'绝对最小化。
当所述输出电流I2(t)较高时，所述脉冲间歇较小并且振荡并不完全衰减。在该情形中，固有频率的减小同样能够通过故意较高的寄生的电容C'的选择而有利：通过所述变压器TR的随着所述频率而强劲地非线性地升高的涡流损失(邻近效应)，在全负荷情况下所述损失最小值是增大的C'。然而这只是在折衷解决方案下有利。
根据本发明，在此建议电压转换器的整流器部件中仅一个附加构件的所述组件，以便减少不连续的模式中所示出的电压转换器运行时寄生的振荡的问题，并同时借助拓宽工作范围实现功能的优化，所述工作范围通过可控制的共振效应拓宽。
此处基本的是通过所述附加的构件来取消所述整流器电路的对称性。
为此，所述整流器支路GL2与电容器Ck相接，所述电容器将所述整流器支路GL2的中间节点与所述整流器GL的直流电输出端连接。在图1的电路图中，该电容器Ck位于所述二极管D3的正极和所述二极管D4的正极之间，并且借此接在所述输出电压Uaus的负极线路上。未示出但对等的是，只要所述输出电压Uaus恒定并因此对所述切换过程的动态没有影响时，同样可以选择所述二极管D3的负极和所述二极管D4的负极或者正极输出线路用于所述电容器Ck的第二端子。
出于继续在后文中阐释的原因，图1中示出的所述电容器Ck通过开关元件Rel的开关触点SK的接通虽然特别有利，但却是可选择的。
如果相较于寄生的二极管电容C'GLR显著更大地选定所述电容器Ck的电容，即适用
Ck>>C'GLR，
那么所述整流器GL的因此改变的输入节点针对高频率而作为短路发挥作用。在所述整流器GL的输入口处的交流电等效电路图中免去了所述第二个串连接入的、同等高的电容，并且此时得出相对于原始的值大约增加一倍的总电容C”：
C”≈2·C'GLR。
通过所述全桥整流器组件GL的输出电路中电容器Ck的非对称的设置，所述电容器Ck针对空转中的电压极限以及针对能量再利用而利用现有的未受控的二极管D1、D2、D3、D4的非线性特征线。
具有所述电容器Ck的整流器支路GL2构造出非对称的整流器电路的缓调的一半，而所述电压走向的动态的基本的部分出现在快调的整流器支路GL1中。
来自具有电容2·C'GLR的快调的所述整流器支路GL1的再充电过程的能量在三个阶段T0→T1→T2中逐渐减少，其中，T0、T1、T2、T3标记连续阶段的起始时间点或者结束时间点(图7)。
在此，寄生的所述振荡回路的能量没有被减弱，而是被充入所述电容器Ck，并且在脉冲间歇期间近乎没有损耗地储存起来。虽然随后在所述整流器部件GL2的输入接线端上发生寄生的减幅振荡，但却伴随显著减小的振幅和更低的频率。
强迫性地通过控制一次侧上的所述断路器S1、S2、S3、S4，所述变压器TR的输入端上的电压，针对二次侧的所述二极管D1、D2、D3、D4的截止期间的时间段几乎为零伏特，从而在等效电路图中仅仅是具有一次侧的短路的电感件L参与到振荡过程中。
参见图7，在第一阶段T0<t<T1中，快调的所述整流器支路GL1内发生由传导状态到完全被截止状态的过渡：
在三角形的有效电流衰减至零之后，所述整流器二极管D1或者D2直到所述传导过程彻底完结并且形成截止电压，都需要截止方向上与构件、结构和电流相关的电荷量。所述二次电流I2(t)借此相关于之前传导的二极管的流向而达到负值。所述负电流引起所述整流器支路GL1的电容C'GLR的再充电，所述再充电的量为最大截止电压的数值，近乎等于所述输出电压Uaus。
在所述第一阶段期间，所述电流同时为所述电容器Ck充电。因为选择的Ck显著大于寄生的电容C'GLR，Ck上的瞬时电压在此相较而言和最大的截止电压相比仅达到非常小的值。所以当快调的所述整流器支路中的之前传导的二极管被完全截止并且所述负的电流由所述变压器TR换向至互补的二极管时，便达到了最大程度地负的电流振幅。所述负的电流最大值在此以I2(T1)＝I21标记。
一旦所述变压器TR的输出电压U2(t)已过零值并且一旦所述电容器Ck已达到小的电压值UK1，那么则通过电流最大值在I2(T1)＝I21的定义开始所述第二阶段T1<t<T2。于是所述电感件L中储存的能量在输出电流I2(t)绝对地下降时继续为所述电容器Ck充电，直至那里在电压值UK2＝√2·UK1时几乎达到双倍的能量，其中，UK1和UK2标记时间点T1和T2的所述电容器Ck上的电压。在该阶段，快调的所述整流器支路GL1中的所述互补二极管是传导的。
以再次的I2(t)电流过零开始所述第三阶段T2<t<T3。快调的所述整流器支路GL1以起始振幅UK2自由振荡，并通过有效的损耗电阻R'减弱。
由本发明得出的自T2起的阶段的显著特征在于，由于UK2<<Uaus，快调的所述整流器支路GL1中的电压和缓调的整流器支路GL2中的电压是不对称分配的。
通过电容的分压，选定具有显著大于C'GLR的值的电容器Ck，减小阶段T2到T3中快调的所述整流器支路GL1的寄生的剩余振荡的起始条件的值。因为根据E＝1/2·C·U2，所述能量按比例地相对于电压振幅的平方降低，所以能量损耗在阻尼所述剩余振荡的过程中能够任意降低。
示出的组件中的所述电路实施方式的另一特征在于，在功率传输的每个下一循环开始时的起始条件都处于时间段t＝0和t＝TBOOST之间。
所述起始条件指的是所述电容器Ck上的接近UK2的小的剩余电压，其中，所述电容器Ck在所述功率传输的每个半波开始时由该小的绝对值转至所述输出电压Uaus的完全数值。所述瞬态过程分别在t＝TBOOST的时间点结束。通过图7的中部图表和下部图表展示所述瞬态过程。
关联于所述电压转换器的变换后的电感件L的有规律的谐振振荡过程的效果是并联共振，其相关于具有接入的载荷的整流器的输出端。这引起用于三角形的电流传输的起始值的提高和中间的输出电流的提高(增强效应)。
尤其有利的是，能够断开或者可选择性切换地实施所述电容器Ck和该组件内的增强效应。借助于缓调的并且负载小的开关元件“Rel”的开关触点SK，能够调节所述电压转换器的分别具有不同跨导的不同的运行模式，所述开关元件能够实施为继电器、双极晶体管、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)或者金属—氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。图1(继电器)和图2(金属—氧化物半导体场效应晶体管MOSFET)示出了所述开关触点SK的可能的实施方式中的两种。
在应用中，所述变压比的因此增大的调节范围例如能够，可选地或者在结合中实现显著的结构节约和/或减小变压器磁化，以及减小磁芯损耗并借此实现降温。
所述整流器回路中的减小的振幅此外允许减小电磁的干扰放射。
图3示出实施方式的另一变型，在此有利利用的是，所述整流器的非对称的设计允许仅针对所述快速整流器侧GL1而混合配备例如超快二极管或者肖特基二极管SD的快速的整流器构件，而具有简单二极管的所述互补侧GL2作为缓调的并且损耗优化的构件实施。
附图标记列表
C1、C2 电容件
C3 平滑电容件
Ck 电容器
C' 总电容(不含电容器Ck)
C” 总电容(含电容器Ck)
C'GLR (寄生的)电容
D1、D2、D3、D4 二极管
E0 (振荡的)能量含量
G1、G2、G3、G4 控制端子
GL 全桥整流器组件，整流器
GL1 (快调的)整流器支路
GL2 (缓调的)整流器支路
I2(t) 变压器的输出电流，三角电流，二次电流
I21 (I2(t)在时间点T1的)电流振幅
K1、K2 电路节点
L 电路电感件，储存器扼流圈
L1、L1'；L2、L2'；L3、L3'；L4、L4' 功率端子
PW 一次绕组
R' 阻尼电阻，损耗电阻
Rel 开关元件
SD 肖特基二极管
SK 开关触点
SW 二次绕组
S1、S2、S3、S4 功率开关
T 工作循环(时间长度)
t 时间(变量)
TBOOST 时间点(已瞬态转变的状态)
T0、T1、T2、T3 时间点
ta、tb 时间段
TR 具有电路电感件L的变压器
Uein 输入直流电压
Uaus 输出直流电压
U1(t) (变压器TR上的)一次电压
U2(t) (变压器TR上的)二次电压
U0 阶段T0的电压，起始条件
UK1 电容器Ck在时间点T1的电压
UK2 电容器Ck在时间点T2的电压。
Claims (7)
1.一种用于直流电的具有电路桥的电压转换器，其包括第一断路器、第二断路器、第三断路器和第四断路器(S1、S2、S3、S4)，所述断路器分别具有控制端子(G1、G2、G3、G4)和在两个功率端子(L1、L1'；L2、L2'；L3、L3'；L4、L4')之间延伸的负载路径，其中，所述第一和第二断路器(S1、S2)的负载路径在第一电路节点(K1)上连接，并且所述第三和第四断路器(S3、S4)的负载路径在第二电路节点(K2)上连接，并且分别串联接入在用于输入直流电压(Uein)的接线端之间，并且与变压器(TR)连接，所述变压器的一次绕组(PW)与第一和第二电路节点(K1、K2)连接，全桥整流器组件(GL)接在所述变压器的二次绕组(SW)下游，
其特征在于，
电容器(Ck)非对称地接到所述全桥整流器组件(GL)的整流器支路(GL2)上。
2.根据权利要求1所述的电压转换器，其特征在于，所述电容器(Ck)通过电动机械的或者电子的开关元件(Rel)的处于上游的开关触点(SK)，能够与所述整流器支路(GL2)分离。
3.根据权利要求1所述的电压转换器，其特征在于，在所述整流器支路(GL2)上接有缓调的电子开关，并且在所述另一整流器支路(GL1)上接有快调的电子开关。
4.根据权利要求1所述的电压转换器，其特征在于，所述第一和第二断路器(S1、S2)通过金属—氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)构成，并且所述第三和第四断路器(S3、S4)通过绝缘栅双极型晶体管(IGBT)构成。
5.根据权利要求1所述的电压转换器，其特征在于，在至少几乎无电流的状态下切换通过绝缘栅双极型晶体管(IGBT)构成的所述第三和第四断路器(S3、S4)，并且在电流最大时首先无电压的状态下切换通过金属—氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)构成的所述第一和第二断路器(S1、S2)。
6.根据权利要求1或2所述的电压转换器，其特征在于，并联于通过金属—氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)构成的所述第一和第二断路器(S1、S2)分别接有通过至少一个电容器构成的电容件(C1、C2)。
7.根据权利要求1所述的电压转换器，其特征在于，所述电压转换器至少暂时地在不连续的模式中运行。
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