CN112701951B - 基于宽容分层序列法的逆变器电压状态预测控制方法 - Google Patents

基于宽容分层序列法的逆变器电压状态预测控制方法 Download PDF

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CN112701951B CN202110111020.6A CN202110111020A CN112701951B CN 112701951 B CN112701951 B CN 112701951B CN 202110111020 A CN202110111020 A CN 202110111020A CN 112701951 B CN112701951 B CN 112701951B
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Abstract

本发明公开了一种基于宽容分层序列法的逆变器电压状态预测控制方法，逆变器为钳位型三电平三相逆变器，该电压状态预测控制方法包括：创建MPC预测模型，并在K时刻根据MPC预测模型预测出K+2时刻的输出电容电压和直流侧中性点电位差；再构建双层价值目标函数；然后利用宽容分层序列法对双层价值目标函数中的第一层目标函数进行求解获取多个候选电压状态矢量，将求解获得的多个候选电压状态矢量代入第二层目标函数，并对第二层目标函数进行优化求解获取最优电压状态矢量；最后将最优电压状态矢量所对应的逆变器开关状态应用在K+1时刻而对逆变器进行预测控制。本发明的逆变器电压状态预测控制方法提高了建模速率和控制稳定性。

Description

基于宽容分层序列法的逆变器电压状态预测控制方法
技术领域
本发明涉及逆变器技术领域，具体涉及一种基于宽容分层序列法的逆变器电压状态预测控制方法。
背景技术
风能、太阳能、生物能源等新能源的快速发展使得多电平逆变器得到广泛关注。多电平逆变器作为光伏入网的纽带，需要具备优异的动态稳定性。现有的两电平逆变器，存在电磁干扰严重，逆变效率低等的缺点，在高压场合尤为明显，而相对两电平逆变器来说，钳位型三电平逆变器凭借着开关管耐压低、滤波电感损耗小、谐波失真小等优点成为了分布式发电***的首选。
模型预测控制(Model Prective Control,MPC)方法作为钳位型逆变器的一种控制策略，可对每种开关状态序列都根据价值函数进行评估，并使得满足价值函数最小的开关状态序列在下一时刻用于电力电子逆变器的控制。现有的MPC方法一般采用一个带有权重系数的价值函数来实现不同目标的控制。通过权重系数的调节来加减单个目标在总目标中的比重，实现对***的限制和非线性的处理，但是该方法中权重系数的选取存在不确定性，权重系数的选择大多是通过遗传算法和经验分析确定的，缺少相应的理论基础，导致确定权重系数的过程繁琐、存在随机性，降低了建模效率；并且由于不同控制目标之间的不可攻度性，平衡各个目标之间的量纲往往需要很大的权重系数，这同时也会导致噪声的放大，使控制策略失稳，无法满足使用需求。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种本发明的基于宽容分层序列法的逆变器电压状态预测控制方法，能够提高建模速率和提升控制稳定性。
为了解决上述技术问题，本发明提供的技术方案如下：
一种基于宽容分层序列法的逆变器电压状态预测控制方法，所述逆变器为钳位型三电平三相逆变器，该电压状态预测控制方法包括以下步骤：
1)创建MPC预测模型，并在K时刻根据所述MPC预测模型预测出K+2时刻的输出电容电压和直流侧中性点电位差；
2)根据K+2时刻的输出电容电压和期望输出电容电压的差值构建第一层价值函数，并根据K+2时刻的直流侧中性点电位差构建第二层价值函数，所述第一层价值函数和第二层价值函数构成双层价值目标函数；
3)利用宽容分层序列法对第一层目标函数进行求解获取多个候选电压状态矢量，将第一层目标函数求解获得的多个候选电压状态矢量代入第二层目标函数，并对第二层目标函数进行优化求解获取最优电压状态矢量；
4)将最优电压状态矢量所对应的逆变器开关状态应用在K+1时刻而对逆变器进行预测控制。
在其中一个实施方式中，对第二层目标函数进行优化求解时采用最小化原则。
在其中一个实施方式中，所述双层价值目标函数为：
Figure BDA0002919228190000021
其中，
Figure BDA0002919228190000022
表示第一层价值函数，
Figure BDA0002919228190000023
表示第二层价值函数，ΔVPN(K+2)表示K+2时刻的直流侧中性点电位差，
Figure BDA0002919228190000024
表示K+2时刻的期望输出电容电压，
Figure BDA0002919228190000025
表示K+2时刻的输出电容电压，α、β分别表示两相静止坐标系中的α轴、β轴。
在其中一个实施方式中，对第二层目标函数进行优化求解获取最优电压状态矢量时采用以下公式：
Figure BDA0002919228190000026
Figure BDA0002919228190000031
表示最优电压状态矢量，n表示电压矢量的标号，ζ表示宽容值，
Figure BDA0002919228190000032
表示表示第一层候选价值函数，
Figure BDA0002919228190000033
表示第二层候选价值函数。
在其中一个实施方式中，
Figure BDA0002919228190000034
其中，
Figure BDA0002919228190000035
表示K时刻的输出电容电压，Ts为采样时间，C为滤波电容，
Figure BDA0002919228190000036
表示K时刻的输出电感电流，
Figure BDA0002919228190000037
表示K时刻的输出负载电流，ux(K)表示K时刻逆变器的输出电压，ΔVPN(K)表示K时刻的直流侧中性点电位差，iO(K)表示K时刻的直流侧中点电流。
在其中一个实施方式中，所述两相静止坐标系由三相静止坐标系转换得到。
在其中一个实施方式中，所述两相静止坐标系由三相静止坐标系通过Clark变换或Park变换转换得到。
本发明具有以下有益效果：本发明的基于宽容分层序列法的逆变器电压状态预测控制方法，能够避免调节价值函数中的权重系数，省去复杂而繁琐的试错过程，提高了建模速率；同时调解了不同控制目标之间的不可攻度性，避免过度放大控制目标导致噪声过大引起失真的现象，具有优异的稳态性能和快速的动态响应。
附图说明
图1是钳位型三电平三相逆变器的结构示意图；
图2是图1所示逆变器的电压空间矢量关系图；
图3是本发明的基于宽容分层序列法的逆变器电压状态预测控制方法的结构框图；
图4是本发明的基于宽容分层序列法的逆变器电压状态预测控制方法的控制策略流程图；
图5是三相静止坐标系和两相静止坐标系的坐标图；
图6是利用本发明的预测控制方法得到的电压状态控制波形图；
图7是电压矢量中进入第二层价值函数的候选电压状态矢量数分布图；
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，以使本领域的技术人员可以更好地理解本发明并能予以实施，但所举实施例不作为对本发明的限定。
如图3-图4所示，本实施例公开了一种基于宽容分层序列法的逆变器电压状态预测控制方法，逆变器为钳位型三电平三相逆变器，逆变器结构参阅图1-图2，钳位型三电平三相逆变器输出交流电到三相负载上，该基于宽容分层序列法的逆变器电压状态预测控制方法包括以下步骤：
1)创建MPC预测模型，并在K时刻根据所述MPC预测模型预测出K+2时刻的输出电容电压和直流侧中性点电位差；
2)根据K+2时刻的输出电容电压和期望输出电容电压的差值构建第一层价值函数，并根据K+2时刻的直流侧中性点电位差构建第二层价值函数，所述第一层价值函数和第二层价值函数构成双层价值目标函数；
3)利用宽容分层序列法对第一层目标函数进行求解获取多个候选电压状态矢量，将第一层目标函数求解获得的多个候选电压状态矢量代入第二层目标函数，并对第二层目标函数进行优化求解获取最优电压状态矢量；
4)将最优电压状态矢量所对应的逆变器开关状态应用在K+1时刻而对逆变器进行预测控制。
上述过程中，在K时刻根据MPC预测模型预测出K+2时刻的输出电容电压和直流侧中性点电位差，利用预测出的K+2时刻的输出电容电压和直流侧中性点电位差构建双层价值函数，并最终获得最优电压状态矢量，并以最优电压状态矢量所对应的逆变器开关状态应用在K+1时刻而对逆变器进行预测控制，也即在K时刻带入预测模型预测K+2时刻的输出电容电压和直流侧电位差，并在K+1时刻应用，该方式能够对实际执行过程中的采样步骤的延迟进行有效补偿，实现了延时补偿，优化了控制性能，更利于得到逆变器当前时刻的最佳电压状态矢量。
在其中一个实施方式中，对第二层目标函数进行优化求解时采用最小化原则。
在其中一个实施方式中，双层价值目标函数为：
Figure BDA0002919228190000051
其中，
Figure BDA0002919228190000052
表示第一层价值函数，
Figure BDA0002919228190000053
表示第二层价值函数，ΔVPN(K+2)表示K+2时刻的直流侧中性点电位差，
Figure BDA0002919228190000054
表示K+2时刻的期望输出电容电压，
Figure BDA0002919228190000055
表示K+2时刻的输出电容电压，x＝α、β，α、β分别表示两相静止坐标系中的α轴、β轴,例如，x＝α时，
Figure BDA0002919228190000056
表示K+2时刻的输出电容电压在α轴上的坐标值。
在其中一个实施方式中，两相静止坐标系由三相静止坐标系转换得到。
在其中一个实施方式中，如图5所示，两相静止坐标系由三相静止坐标系通过Clark变换(克拉克变换)或Park变换(派克变换)转换得到。
在其中一个实施方式中，利用最小化原则对第二层目标函数进行优化求解获取最优电压状态矢量时采用以下公式：
Figure BDA0002919228190000057
Figure BDA0002919228190000058
表示最优电压状态矢量，可以理解地，
Figure BDA0002919228190000059
分别表示A相、B相和C相的最优电压，n表示电压矢量的标号，ζ表示宽容值，
Figure BDA00029192281900000510
表示表示第一层候选价值函数，
Figure BDA00029192281900000511
表示第二层候选价值函数。
可以理解地，
Figure BDA00029192281900000512
表示找出满足不大于
Figure BDA00029192281900000513
之和的所有候选电压状态矢量，以此候选电压状态矢量下的第一层价值函数记为第一层候选价值函数
Figure BDA0002919228190000061
然后将满足
Figure BDA0002919228190000062
的候选电压状态矢量代入第二层价值函数，将此时的第二层价值函数记为第二层候选价值函数
Figure BDA0002919228190000063
并最终找出第二层候选价值函数
Figure BDA0002919228190000064
的最小值
Figure BDA0002919228190000065
满足
Figure BDA0002919228190000066
的候选电压状态矢量则为最优电压矢量。
采用宽容分层序列法对第一层目标函数进行求解，由此引入了宽容值ζ，通过设置合适的宽容值能够满足不同性能的需求，至少可发送一个最优解到下一层。解决了“现有的字典最优解在进行层次计算时会出现落入下一层的最优解是唯一的情形，导致下一层的控制目标不能按照预期实现”的问题。宽容值的选取没有权重系数选取那么繁琐，宽容值的大小决定了进入第二层的候选电压状态矢量数目，宽容值的大小取决于实际应用场所对直流侧中点电位平衡的严格程度。
在其中一个实施方式中，
Figure BDA0002919228190000067
其中，
Figure BDA0002919228190000068
表示K时刻的输出电容电压，Ts为采样时间，C为滤波电容，
Figure BDA0002919228190000069
表示K时刻的输出电感电流，
Figure BDA00029192281900000610
表示K时刻的输出负载电流，ux(K)表示K时刻逆变器的输出电压，ΔVPN(K)表示K时刻的直流侧中性点电位差，iO(K)表示K时刻的直流侧中点电流。
在其中一个实施方式中，步骤1)中的MPC预测模型为：
Figure BDA00029192281900000611
式中，
Figure BDA0002919228190000071
为输出电感电流，ux为逆变器的输出电压，
Figure BDA0002919228190000072
为平衡电容电流，y＝P、N，分别表示直流侧上下两个平衡电容的标号，也即分别代表平衡电容P和平衡电容N，iO为直流侧中点电流,ΔVPN为直流侧中点电位差，C为滤波电容，
Figure BDA0002919228190000073
为输出电容电压，
Figure BDA0002919228190000074
为输出负载电流，L为滤波电感，Cy为平衡电容的电容值，Vy为平衡电容的电压,Sn′表示逆变器n′相的开关状态，in,表示逆变器n′相的相电流，n′＝a,b,c分别代表A相、B相和C相，
Figure BDA0002919228190000075
分别表示平衡电容P、平衡电容N的电容电流，VP、VN分别表示平衡电容P、平衡电容N的电容电压。
其中，由公式(4)获得公式(3)的过程如下：
S1)先由公式(4)推导出αβ两相静止坐标系下钳位型三相三电平逆变器在连续时间域的微分方程：
Figure BDA0002919228190000076
其中，x＝α,β，代表αβ两相静止坐标系中的α轴、β轴，例如，x＝α时，
Figure BDA0002919228190000077
表示输出负载电流在α轴上的坐标值。
S2)在K时刻，使用MPC预测模型预测逆变器在K+1时刻的输出电容电压和直流侧电位差，考虑到微处理器能够在几十微秒内完成预测计算，所以将这些***离散化。设Ts为采样时间，根据欧拉前向法得到在离散时间域下K时刻的输出电容电压和直流侧电位差：
Figure BDA0002919228190000078
其中，
Figure BDA0002919228190000079
表示K+1时刻的输出电容电压，ΔVPN(K+1)表示K+1时刻的直流侧中性点电位差，
Figure BDA00029192281900000710
表示K时刻的输出电容电压，Ts为采样时间，C为滤波电容，
Figure BDA00029192281900000711
表示K时刻的输出电感电流，
Figure BDA00029192281900000712
表示K时刻的输出负载电流，ΔVPN(K)表示K时刻的直流侧中性点电位差，iO(K)表示K时刻的直流侧中点电流。
S3)根据步骤S2)得出的K+1时刻的预测值迭代预测出K+2时刻的输出电容电压和直流侧电位差，也即得到了公式(3)。
其中，公式(2)的获取过程如下：
本实施例的逆变器的数学模型可以通过以下两个坐标系来标识，分别为abc三相静止坐标系和αβ两相静止坐标系，如图5所示：
1)abc三相静止坐标系：abc分别为定子三相绕组轴向，互差120°电角度；
2)αβ两相静止坐标系：α轴重合a轴，β轴逆时针超前α轴90°电角度；
为了把abc三相静止坐标系的数学模型变换到αβ两相静止坐标系中去，需要进行克拉克变换(Clark变换)，其简称3/2变换，变换矩阵C3/2(等幅值坐标变换)如下：
Figure BDA0002919228190000081
钳位型三相三电平电压源逆变器的结构参照图2所示，输出的电压υs的公式如下：
Figure BDA0002919228190000082
式中，Vdc为直流输入端的电压幅值，Sa、Sb、Sc分别标识逆变器开关状态，例如Sa＝1代表
Figure BDA0002919228190000083
Figure BDA0002919228190000084
同时导通，
Figure BDA0002919228190000085
Figure BDA0002919228190000086
同时关断；Sa＝0代表
Figure BDA0002919228190000087
Figure BDA0002919228190000088
同时导通，
Figure BDA0002919228190000089
同时关断；例如Sa＝-1代表
Figure BDA00029192281900000810
Figure BDA00029192281900000811
同时导通，
Figure BDA00029192281900000812
同时关断。逆变器共有27种开关状态，分别对应27种电压矢量输出，电压空间矢量关系如图3。
根据图2钳位型三相三电平逆变器的拓扑结构，可得在两相静止坐标系下的动态方程：
(1)输出电感电流方程
Figure BDA0002919228190000091
式中，
Figure BDA0002919228190000092
分别表示输出电感电流在α轴、β轴上的坐标值，uc为输出电容电压，C为滤波电容，
Figure BDA0002919228190000093
分别表示输出负载电流在在α轴、β轴上的坐标值。
(2)电压方程：
Figure BDA0002919228190000094
式中，uα、uβ为分别表示输出电压在α轴、β轴上的坐标值，L表示滤波电感。
(3)直流侧平衡电容方程：
Figure BDA0002919228190000095
式中，
Figure BDA0002919228190000096
均为平衡电容电流，iO为直流侧中点电流,ΔVPN为直流侧中点电位差，CP、CN均为平衡电容容值，Sn′表示逆变器n′相的开关状态，in,表示逆变器n′相的相电流，n′＝a,b,c分别代表A相、B相和C相，
Figure BDA0002919228190000097
分别表示平衡电容P、平衡电容N的电容电流，VP、VN分别表示平衡电容P、平衡电容N的电容电压。
根据公式(8)、(9)、(10)，推导出αβ坐标系下钳位型三相三电平逆变器在连续时间域的微分方程：
Figure BDA0002919228190000101
其中，x＝α,β，代表αβ两相静止坐标系中的α轴、β轴，例如，x＝α时，
Figure BDA0002919228190000102
表示输出负载电流在α轴上的坐标值；
Figure BDA0002919228190000103
为输出电容电压，
Figure BDA0002919228190000104
为输出负载电流，
Figure BDA0002919228190000105
为输出电感电流。
根据公式(11)可得出两个控制目标，分别为考量输出电容电压与参考电容电压之间的差值大小和最小化直流侧平衡电容电位差，具体价值函数方程：
Figure BDA0002919228190000106
其中，n＝0,...,26，代表不同的电压状态矢量标号。
针对公式(12)在实际中想获得同时满足两个控制目标最优的电压矢量几乎不存在，只存在一组等价的帕累托最优解。将其中一组帕累托最优解定为
Figure BDA0002919228190000107
为说明需要，这里对以下定义进行说明：
定义1：当所选电压状态矢量的标号n＝0,...,26时，所对应的解称为适宜解
Figure BDA0002919228190000108
定义2：适宜解
Figure BDA0002919228190000109
满足
Figure BDA00029192281900001010
或
Figure BDA00029192281900001011
该解称为帕累托最优解；
定义3：有且仅有适宜解
Figure BDA00029192281900001012
满足
Figure BDA00029192281900001013
且
Figure BDA00029192281900001014
J2代表该解下的第二层价值函数值，该解称为字典最优解；
本发明解决该多目标优化的问题采用建立序列结构的方式。按照优先级高低对价值函数进行分层，满足当前层次控制目标的输入量进入下一层，层次计算一直持续到最后一个价值函数的帕累托最优解被获得。价值函数层次的不同有不同的帕累托最优解。根据定义3，可以得到字典最优解的数学表达：
Figure BDA0002919228190000111
公式(13)表明，字典最优解在进行层次计算时会出现落入下一层的最优解是唯一的情形，导致下一层的控制目标不能按照预期实现。为克服这一缺陷，在层次计算过程中引入宽容值ζ，将公式(13)改进得到
Figure BDA0002919228190000112
根据本实施例的上述基于宽容分层序列法的逆变器电压状态预测控制方法，在Matlab里建立起***的仿真模型，并利用上述方法获得最优电压矢量控制逆变器运行。为验证该控制策略能够很好的平衡直流侧中点电压，在模型中将直流侧电容设为了不对等，即在电容CP端并联了电阻RP。仿真参数：Vdc＝400V，Rdc＝0.001Ω，CP＝CN＝500μF，R＝20Ω，L＝10mH,C＝10μF，RP＝200Ω，控制***采样周期为20kHz；期望电压给定赋值150V，频率50Hz。对传统模型预测控制和宽容序列模型预测电压状态控制的仿真对比，对比结果显示两种控制策略的电流电压性能大致类似。图6为利用本实施例的预测控制方法得到的电压状态控制波形图，其中，(a)图表示A相相电流的波形图，(b)图表示A相相电流的快速傅里叶变换情况图，(c)图表示线电压波动图，(d)图表示直流侧中性点电位差波动图，由图6中(b)图可知，本实施例的预测电压状态控制的总谐波失真为0.68％，预测电压状态控制方法在电流性能上面仍保持优良性能。由于直流侧电容CP并联了电阻RP，中性点电压整体出现负偏移，本实施例的预测电压状态控制方法控制最大中性点电压偏移值为-6.198V，在抑制中点电压波动上也表现优异。图7展示了进入双层价值函数第二层的候选电压状态矢量数，其中数量为1，2，3的比例最大，分别为55％，30％，11％，这代表本实施例的预测电压状态控制方法能够根据当前***情形动态的选择候选电压状态矢量数。
本实施例的基于宽容分层序列法的逆变器电压状态预测控制方法，通过建立双层价值函数来进行电压状态矢量的求解，无需调节权重系数，避免了现有技术中单一价值函数中需繁琐的确认权重系数的过程，同时调解了两个控制目标之间的不可攻度性，避免过度放大控制目标导致噪声过大引起失真的现象；同时，没有固定价值函数中进入第二层的候选电压状态矢量数目，而是通过设置宽容值的方式实现对候选电压矢量数目的动态调节，根据每个时刻电压状态的不同，控制策略自主选择候选电压状态矢量数目，能够动态的选择候选电压状态矢量的数量，增加了控制策略的适应性和灵活性；整体方法结合带有宽容值的字典法和模型预测控制，具有优异的稳态性能和快速的动态响应；大大减少了参数设计所耗费的时间，提高了建模效率和运算效率。
以上所述实施例仅是为充分说明本发明而所举的较佳的实施例，本发明的保护范围不限于此。本技术领域的技术人员在本发明基础上所作的等同替代或变换，均在本发明的保护范围之内。本发明的保护范围以权利要求书为准。

Claims (5)

1.一种基于宽容分层序列法的逆变器电压状态预测控制方法，所述逆变器为钳位型三电平三相逆变器，其特征在于，该电压状态预测控制方法包括以下步骤：
1)创建MPC预测模型，并在K时刻根据所述MPC预测模型预测出K+2时刻的输出电容电压和直流侧中性点电位差；
其中，MPC预测模型为：
Figure FDA0003508253710000011
式中，
Figure FDA0003508253710000012
为输出电感电流，ux为逆变器的输出电压，
Figure FDA0003508253710000013
为平衡电容电流，y＝P、N，分别表示直流侧上下两个平衡电容的标号，也即分别代表平衡电容P和平衡电容N，iO为直流侧中点电流,△VPN为直流侧中点电位差，C为滤波电容，
Figure FDA0003508253710000014
为输出电容电压，
Figure FDA0003508253710000015
为输出负载电流，L为滤波电感，Cy为平衡电容的电容值，Vy为平衡电容的电压,Sn′表示逆变器n′相的开关状态，in,表示逆变器n′相的相电流，n′＝a,b,c分别代表A相、B相和C相，
Figure FDA0003508253710000016
分别表示平衡电容P、平衡电容N的电容电流，VP、VN分别表示平衡电容P、平衡电容N的电容电压；
2)根据K+2时刻的输出电容电压和期望输出电容电压的差值构建第一层价值函数，并根据K+2时刻的直流侧中性点电位差构建第二层价值函数，所述第一层价值函数和第二层价值函数构成双层价值目标函数；
所述双层价值目标函数为：
Figure FDA0003508253710000021
其中，
Figure FDA0003508253710000022
表示第一层价值函数，
Figure FDA0003508253710000023
表示第二层价值函数，△VPN(K+2)表示K+2时刻的直流侧中性点电位差，
Figure FDA0003508253710000024
表示K+2时刻的期望输出电容电压，
Figure FDA0003508253710000025
表示K+2时刻的输出电容电压，α、β分别表示两相静止坐标系中的α轴、β轴；
Figure FDA0003508253710000026
其中，
Figure FDA0003508253710000027
表示K时刻的输出电容电压，Ts为采样时间，C为滤波电容，
Figure FDA0003508253710000028
表示K时刻的输出电感电流，
Figure FDA0003508253710000029
表示K时刻的输出负载电流，ux(K)表示K时刻逆变器的输出电压，△VPN(K)表示K时刻的直流侧中性点电位差，iO(K)表示K时刻的直流侧中点电流；
3)利用宽容分层序列法对第一层目标函数进行求解获取多个候选电压状态矢量，将第一层目标函数求解获得的多个候选电压状态矢量代入第二层目标函数，并对第二层目标函数进行优化求解获取最优电压状态矢量；
4)将最优电压状态矢量所对应的逆变器开关状态应用在K+1时刻而对逆变器进行预测控制。
2.如权利要求1所述的基于宽容分层序列法的逆变器电压状态预测控制方法，其特征在于，对第二层目标函数进行优化求解时采用最小化原则。
3.如权利要求1所述的基于宽容分层序列法的逆变器电压状态预测控制方法，其特征在于，对第二层目标函数进行优化求解获取最优电压状态矢量时采用以下公式：
Figure FDA00035082537100000210
Figure FDA0003508253710000031
表示最优电压状态矢量，n表示电压矢量的标号，ζ表示宽容值，Jp1表示第一层候选价值函数，Jp2表示第二层候选价值函数。
4.如权利要求1所述的基于宽容分层序列法的逆变器电压状态预测控制方法，其特征在于，所述两相静止坐标系由三相静止坐标系转换得到。
5.如权利要求4所述的基于宽容分层序列法的逆变器电压状态预测控制方法，其特征在于，所述两相静止坐标系由三相静止坐标系通过Clark变换或Park变换转换得到。
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