CN110474587A - 无源控制高频信号注入的永磁同步电机无位置传感器控制***及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种无源控制高频信号注入的永磁同步电机无位置传感器控制***及控制方法，属于电机控制领域；本发明包括第一坐标变换单元，将永磁同步电机的三相电流转换成d轴电流和q轴电流；高频响应信号分离单元，将d轴电流、q轴电流和高频注入电压信号结合，生成高频响应误差信号；PLL速度观测器，得到电机转速估算值和位置估算值；软切换无源转速电流调节器，得到d轴电压给定值和q轴电压给定值；第二坐标变换单元，形成调制给定电压；调制单元，对所述调制电压进行3D‑SVPWM调制，获取占空比信号，将占空比信号送至驱动电路中生成驱动波形；本发明具有功率密度大、运行可靠性高以及生产效率高的优点。

Description

无源控制高频信号注入的永磁同步电机无位置传感器控制系 统及控制方法

技术领域

本发明涉及电机控制领域，特别是涉及无源控制高频信号注入的永磁同步电机无位置传感器控制***的控制方法。

背景技术

永磁同步电机(PMSM)具有功率密度高、体积小、效率和功率因数高等优点。近年来，随着永磁材料成本的降低，以及微处理器和功率器件的发展，PMSM传动***广泛应用于工控、伺服、汽车，航空航天以及医疗器械等领域。在调速效果上，比永磁无刷电机和异步电动机调速范围更宽，精度更高。在控制策略上，目前矢量控制和直接转矩控制是比较成熟和主流的方法，基本可以使永磁同步电机调速***的控制性能(稳定性、动态、静态特性)接近直流电机调速***的性能指标。

永磁电机控制***需要实时获取电机转子的位置或速度信息，一般都是在转子上放置高精度的机械式位置传感器，这种方式虽然得到了电机转子位置，却大大增加了***支出。另外位置传感器受外界环境影响较大，当温度、湿度、粉尘、酸度等超过一定值时，会使位置传感器获取信号不准，可靠性降低。因此无位置传感永磁电机控制***具有卓越的优势。目前，永磁电机无传感器控制策略主要分为两类，一类是通过获取电机本身运行时的电压电流基波信号，通过特定的算法对电机转速和位置信息进行估算。这类方法在电机低速或者零速阶段，由于电机本身的反电动势或者定子电流信号太过于薄弱，因此对于电机转速和位置信息检测精度难以保证。第二类方法高频信号注入法，这种方法的原理是在电机自身电压电流信号上叠加注入具有高频的电压或电流，利用电机的凸级性中蕴含的电机位置信息，把永磁电机的高频电流或电压响应信息进行信号处理和适当频率的滤波器滤波，最后经过误差跟踪算法得到转子位置的估计信号。由于注入的高频信号的响应是外部信号叠加到电机的定子上信号的响应，所以估计的位置信号与电机自身电压电流响应信号的强度无关，所以高频信号注入法可以在电机的零速或低速阶段实现电机位置的准确估计，具有非常明显的优势。

在控制策略上，目前永磁同步电机矢量控制是比较成熟和主流的方法，这种控制策略一般都是基于PID线性算法调节，对控制***实现闭环调节，在调速效果上可以使永磁同步电机调速性能媲美直流电机。但是永磁同步电机的***复杂性是非常高的，由数学模型的非线性程度于磁场和电流等变量耦合现象非常严重，因此PMSM的很高，为控制造成了巨大的麻烦。同时，PMSM***在运行过程中很容易受到外界环境影响(如电机本体参数变化、负载频繁变化以及电网波动等)，并且多数情况下电机运行环境都是比较恶劣的工厂环境，仅仅通过基于PID线性算法调节的矢量控制***，在永磁电机调速***的稳定性以及鲁棒性上差强人意，因此，近些年来对于永磁电机调速***非线性控制策略的研究一直处于十分热门的地位，对于永磁电机的非线性控制的理论和实验研究具有十分重要的意义。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种大功率、高效节能的永磁同步电机的无传感器控制***和无源控制高频信号注入的永磁同步电机无位置传感器控制***的控制方法，具有功率密度大、运行可靠性高以及生产效率高的优点。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明一方面提供了一种无源控制高频信号注入的永磁同步电机无位置传感器控制***，包括：

第一坐标变换单元，将永磁同步电机的三相电流转换成d轴电流和q轴电流；

高频响应信号分离单元，用以将所述d轴电流、q轴电流和高频注入电压信号结合，生成高频响应误差信号；

PLL速度观测器，利用所述高频响应误差信号得到电机转速估算值和位置估算值；

软切换无源转速电流调节器，根据所述d轴电流、q轴电流、电机给定转速信号、所述电机转速估算值得到d轴电压给定值和q轴电压给定值；

第二坐标变换单元，用以将d轴给定电压值和q轴给定电压值进行坐标变换，形成调制给定电压；

调制单元，对所述调制电压进行3D-SVPWM调制，获取占空比信号，将占空比信号送至驱动电路中生成驱动波形。

进一步的，所述高频响应信号分离单元生成的高频响应误差信号e_rr为：

进一步的，所述PLL速度观测器估计的转子速度通过如下传递函数获取：

式中，ω^*为PLL速度观测器估计的转子位置，err为转子位置。

进一步的，所述软切换无源转速电流调节器为：

式中，u_d和u_q分别为d轴电压给定值和q轴电压给定值。

本发明的第二方面提供了无源控制高频信号注入的永磁同步电机无位置传感器控制***的控制方法，包括如下步骤：

采集电机定子电流，并经第一坐标转换单元变换得到d-q坐标系下的电流信号i_d和i_q；

将所述电流信号i_d和i_q与高频注入电压信号进行线性运算，得到高频响应误差信号e_rr；

将所述高频响应误差信号e_rr输入PLL速度观测器中，计算得到电机转速估算值和位置估算值；

将电机给定转速信号和所述电机转速估算值作偏差，将偏差信号传送至软切换无源转速电流调节器中，所述电流信号i_d和i_q经低通滤波得到和传送至软切换无源转速电流调节器中，得到d轴电压给定值和q轴电压给定值；

将所述d轴电压给定值与所述高频注入电压信号叠加得到新的d轴电压给定值所述新的d轴电压给定值与q轴电压给定值通过第二坐标变换得到调制给定电压u_αref和u_βref；

对u_αref和u_βref进行3D-SVPWM调制，获取3D-SVPWM占空比信号，将3D-SVPWM占空比信号传输至驱动电路产生PWM驱动波形，传输至三相电压源型逆变器实现电机旋转和调速。

进一步的，所述软切换无源转速电流调节器的构建方法包括如下步骤：

通过永磁同步电机的dq坐标系下数学模型获取哈密顿***的能量函数：

将所述哈密顿***的能量函数H(x)变换成矩阵形式，并与端口受控耗散哈密顿标准模型对比，得到电机PCHD模型；

设定PMSM***的状态误差信号e和软切换系数a、b，将所述状态误差信号和所述软切换系数代入电机PCHD模型中，得到***软切换无源模型；

引入注入阻尼矩阵，得到软切换无源转速电流调节器。

进一步的，所述3D-SVPWM调制过程包括如下步骤：

建立了6个变量k₁、k₂、k₃、k₄、k₅和k₆，用0与1代表与之对应的平面分割的方向；

利用k₁到k₆建立指针变量N：

建立目标矢量与三个基础非零电压矢量和基础零矢量的关系；

根据下式求得基础矢量对应的占空比和零矢量占空比d₀.。

本发明与现有技术相比，本申请提出了无源控制高频信号注入的永磁同步电机无位置传感器控制***，控制策略上采用无源控制与矢量控制相结合的方式，位置检测方面利用新型的脉振高频信号注入法估算电机的位置和转速信息。

具体优点如下：

1、本申请的无位置检测算法在永磁同步电机的低速和零速阶段能够保持非常高的检测精度，具有很高的优势；本申请采用的新型脉振高频信号注入的无位置检测算法频率更高，与载波信号频率相同；在信号分离上采用了线性化的算法进行高频响应信号分离，省去了带通滤波器环节，提高了***的实时性，降低了***的相位延迟，并且增强了闭环***的环路稳定性。

2、本申请采用软切换无源控制算法，无源控制根据***的能量函数进行控制器设计，因此对于***的参数变化和外部环境干扰不敏感；本申请的无源控制算法***的参数整定更简洁，易于实现；本申请采用的无源性控制策略在***的稳定性和鲁棒性上具有非常明显的优势，软切换策略使控制效果更加平稳，响应更加平滑。

3、本申请采用软切换无源控制，在控制过程中，只要选定合适的能量函数，无源***就可以实现自适应稳定。永磁同步电机的负载转矩在实际的工况下可能会经常发生变化，比较容易由于转矩的突变使电机的转速控制精度降低甚至失控。而无源控制的自适应稳定的特点可以很好的克服负载转矩突变，使永磁电机的机械特性更硬，提高了***的稳定性和鲁棒性。

4、本申请将无源性控制与3D-SVPWM矢量控制相结合，在矢量控制高精度调速的基础上加入无源性控制，使***稳定性、抗干扰能力以及鲁棒性大为增强，使永磁同步电机调速***的性能更为优越，三相定子电流正弦度高，转矩脉动小。

附图说明

图1为本发明一具体实施例的无源控制高频信号注入法永磁同步电机无传感器控制***框图；

图2本发明一具体实施的dq坐标下PMSM高频等效模型；

图3本发明一具体实施例的实际两相旋转坐标系与估计两相旋转坐标系关系图；

图4本发明一具体实施例的高频响应信号分离算法原理图；

图5本发明一具体实施例的PLL转速观测器原理图；

图6本发明一具体实施例的驱动电路原理图；

图7本发明一具体实施例的电流检测电路原理图；

图8本发明一具体实施例的过流保护电路原理图；

图9本发明一具体实施例的主程序流程图，图9a是主循环流程图，b是初始化流程图；

图10本发明一具体实施例的子程序流程图；

图11本发明一具体实施例的3D-SVPWM调制算法流程图；

图12本发明一具体实施例的矢量分布得到的空间十二面体示意图；

图13本发明一具体实施例的电机实际角度与估算角度仿真波形图；

图14本发明一具体实施例的电机实际速度与估算速度仿真波形图。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。

需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图示中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

如图1所示，本发明一具体实施例的无源控制高频信号注入法永磁同步电机无传感器控制***框图，本实施例的无源控制高频信号注入法永磁同步电机无传感器控制***包括：

第一坐标变换单元，将永磁同步电机的三相电流转换成d轴电流和q轴电流；

高频响应信号分离单元，用以将所述d轴电流、q轴电流和高频注入电压信号结合，生成高频响应误差信号；

PLL速度观测器，利用所述高频响应误差信号得到电机转速估算值和位置估算值；

软切换无源转速电流调节器，根据所述d轴电流、q轴电流、电机给定转速信号、所述电机转速估算值得到d轴电压给定值和q轴电压给定值；

第二坐标变换单元，用以将d轴给定电压值和q轴给定电压值进行坐标变换，形成调制给定电压，本实施例的第二坐标变换单元为Park逆变换单元；

3D-SPWM调制单元，对所述调制电压进行3D-SVPWM调制，获取占空比信号，将占空比信号送至驱动电路中生成驱动波形；

三相交流电源经大电容滤波的三相不控整流器和三相电压型逆变器驱动永磁同步电机PMSM；

本申请的控制***核心采用DSP芯片，并且具有******的驱动电路、采样电路以及保护电路等等。对DSP芯片进行软件代码编程，实现新型的脉振高频信号注入算法、软切换无源转速电流调节器的算法、3D-SVPWM调制算法等等。

控制电路由数字信号处理器DSP芯片作为核心控制芯片，对DSP进行软件代码编程，实现控制***的各项算法和功能。

本实施例的驱动电路采用的芯片为日本东芝公司生产的HCPL-316J光电耦合器。该光耦驱动芯片功能十分强大。最高开关速度达到500ns，驱动IGBT完全可以满足；具有15到30V的宽工作电压范围，为电源电路设计提供便利；具有欠压和过压保护功能；具有开关管过流检测功能等。HCPL-316J驱动芯片及***电路如图6所示。该驱动芯片具有开关管保护功能，通过检测集射极压降，当V_CE大于7V时，会发出栅极报警信号反馈给CPU，CPU迅速发出驱动关断信号，当故障解除后，CPU发出复位信号给驱动芯片5脚，恢复驱动信号工作，实现IGBT的驱动保护。

本实施例包括检测电路模块，如图7所示，电流检测采用宇波公司生产的型号为LA-50P的闭环电流霍尔传感器，对PMSM定子电流进行检测。根据霍尔电流传感器输入输出信号变比配置适当的采样电阻R_M，从而得到采样电压U_M。将采样电压信号U_M经隔离、偏置、低通滤波和箝位处理后输入到DSP的A/D口。电压检测采用宇波公司生产的型号为CHV50-1000V的闭环电压霍尔传感器对母线电压信号进行检测。与电流检测类似，需要配置采样电阻，得到采样电压信号，将采样电压信号经过与电流检测相似的处理传输至DSP的A/D口。

当电机由于堵转或者过载等故障发生过流时，通过图8所示过流保护电路实现，及时的应对***的故障。图中，电流霍尔得到采样信号，经过一级跟随器，然后经过精密整流后和基准电压比较，得到故障信号，经过箝位保护之后，送给DSP的I/O口。故障信号低电平有效，当出现故障信号时，故障信号触发DSP***中断，进入故障保护状态。故障信号消失，自动恢复正常。

本发明一实施例所述无源控制高频信号注入的永磁同步电机无位置传感器控制***的控制方法，包括如下步骤：

步骤1、采集电机定子电流i_A、i_B和i_C，经第一坐标转换单元中的Clark坐标(三相静止坐标系/两相静止坐标系)变换，得到α-β坐标系下的电流信号i_α、i_β，再经过Park坐标(两相静止坐标系/两相旋转坐标系)变换，得到d-q坐标系下的电流信号i_d和i_q；

步骤2、将所述电流信号i_d和i_q和高频注入电压信号一同进入高频响应信号分离单元，得到高频响应误差信号e_rr；

高频信号注入法在估计转子位置时，最重要的是分离出带有位置信息的高频响应信号。由于注入信号的频率较高，此时永磁电机定子绕组的感抗远远大于电机的定子电阻，因此可以忽略定子绕组的电阻，将定子绕组简化为纯电感电路，如图2所示。

本实施例采用脉振高频信号注入法，所述脉振高频信号注入法是在永磁电机的dq坐标下的d轴上注入高频信号，注入高频信号之后，会使永磁电机的电感发生饱和，增强永磁同步电机的凸极性，可以应用于隐极式永磁同步电机(SPMSM)的转子位置估计。

高频信号注入法主要适用于电机旋转的零速或者低速运行状态下，这种情况下，旋转角频率ω_e很小，电机在dq坐标系下数学模型式也可以合理的进行简化。

高频信号下新的dq坐标系电压方程式，如式(23)所示。

式中，u_dh和u_qh分别是d轴和q轴下的高频电压；i_dh和i_qh分别为d轴和q轴下的高频电流；L_dh和L_qh分别是d轴和q轴下的高频电感。

高频信号注入法的转子位置估计误差Δθ为：

式中，转子位置实际值为θ，转子位置估计值为

实际两相旋转坐标系(d-q坐标系)与估计两相旋转坐标(坐标系)关系如图3所示。

实际两相旋转坐标系，即dq坐标系下，注入的高频信号为：

利用坐标变换将式(25)变换为：

将式(26)带入式(23)，得到：

将式(27)化简，并对等式两边进行积分得到：

本实施例注入高频采用方波信号，所述方波信号频率与3D-SVPWM调制单元的载波信号同频，由于电机的频率更高，在每个电机注入周期内，认为电机电流响应变化为线性，通过线性计算分离高频响应信号。

在每个PWM三角载波周期内向d轴注入正负方波电压，在前半个周期T1内注入正半波，后半个T2周期内注入负半波，T1＝T2＝T_PWM/2，注入的方波电压为：

由于注入频率很高，在半个PWM周期内可以认为电流变化为线性变化，具体如式(30)所示：

估计两相旋转坐标系，即坐标系下高频信号模型为：

相应的，式(27)变化为：

将其化简为：

式(33)中，L＝(L_dh+L_qh)/2，ΔL＝(L_dh-L_qh)/2；

将式(29)带入式(33)中，得到：

当角度趋近于零时：

进一步化简为：

得到高频响应误差信号：

本实施例的新型高频信号注入法线性化高频响应信号分离算法框图如图4所示。

步骤3、高频信号通过线性运算分离出来，计算出的高频响应误差信号e_rr输入基于锁相环的PLL转速观测器中，可以估算出电机的转速和位置信息，PLL转速观测器如图5所示。

如图5所示，转子位置与观测器估计的转子转速的传递函数式为：

步骤4、将电机给定转速信号ω_ref和所述电机转速估算值ω^*作偏差，将偏差信号传送至软切换无源转速电流调节器中，所述电流信号i_d和i_q经低通滤波得到和传送至软切换无源转速电流调节器中，得到d轴电压给定值和q轴电压给定值；

无源性控制理论就是从分析***的能量变化入手，推导并得到与***想要控制的关键物理量相关的能量存储函数，找到能量存储函数之后，用反馈闭环的方法设计出闭环的无源性控制器，该控制器最重要的功能就是可以让***的能量存储函数按照所期望的能量存储点来存储和分布，通过对能量的有效控制，使反馈的能量函数能够完美的跟踪于给定，就可以实现对***的全局进行控制，从而使***能够稳定运行于能量平衡点。无源性控制是从能量的角度触发，对于***的固有参数变化和以及外界的干扰等不确定因数不敏感，具有鲁棒性强的强大优势。此外，通过无源性控制理论所设计的无源控制器，具有***参数少，参数调节简单的优势。因此可以说进行无源性控制理论的研究具有十分重大的科研价值和工程价值。

对于一个m输入m输出的***

式中，x∈Rⁿ是状态向量；u∈R^m是输入信号；y∈R^m是输出信号，y是关于x连续可微的，f(x)和h(x)分别n维和m维的函数向量，g(x)为m*n维的矩阵向量，各个矩阵的表达式如下：

在***的状态为零时，有：

f(x)＝0,h(x)＝0 (3)

将***(1)在最初始状态的总能量用V[x(0)]表示，将***在时间T的总能量用V[x(T)]表示；将外部输入能量用u^Ty表示。

对于***(1)和任意的外界环境输入信号u(t)，若存在一个半正定的能量存储函数V(x)(x＝0)，使无源性不等式：

成立，那么可以称为该***是无源的，将式(4)称之为无源不等式。

根据无源性不等式(4)可以得到，式左侧表示的是的是***在0～T时刻能量的变化值，式的右侧代表的是***最初始时刻到T时刻这段时间外界环境注入到***内部能量的总和，从这里可以得出，***的无源特性与***的能量是息息相关的，***的能量具备耗散性，***具有稳定性。根据无源性控制理论，满足无源不等式的***具备***稳定性。

具有输入和输出向量的端口受控耗散哈密顿(PCHD)模型表达式的一般形式为：

其中：x为该***的m维状态向量；J(x)为n×n维的反对称矩阵，反应的是哈密顿***内部的互联结构，即矩阵满足J(x)＝-J^T(x)，并且在矩阵里的每一个元素都是相对于x的光滑可微函数；R(x)为依赖于x的n×n维光滑并且正定的对称矩阵，即满足R(x)＝R^T(x)＞0，R(x)代表了哈密顿***各个端口的阻性结构和特性。H(x)为该表示***总体能量的哈密顿函数，反映的是哈密顿***所存储的总能量；u和y分别为m维的输入和输出向量；g(x)为m*n维输入矩阵，反映的是哈密顿***的端口特性。m＜n时,哈密顿***称之为欠激励***；m＝n时，哈密顿***称之为***为全激励***。

步骤4.1、通过永磁同步电机的dq坐标系下数学模型获取哈密顿***的能量函数：

本实施例中永磁同步电机的dq坐标系下的数学模型为：

上式中，式中：u_d、u_q分别表示为电机定子电压在d、q轴上的电压分量；L_d、L_q分别表示为电机在d、q轴上的电压分量；ω_e代表电角速度；p代表极对数，ω_m代表机械角速度，B是摩擦系数，R代表电机的定子绕组阻值，T_L代表负载转矩，ψ_f代表转子磁链。

设定PMSM控制***状态变量为x，***的输入变量为u，输出变量矩阵为y，具体式如下：

其中

根据式(6)，得到哈密顿***的能量函数H(x)：

步骤4.2、将所述哈密顿***的能量函数H(x)变换成矩阵形式，并与端口受控耗散哈密顿标准模型对比，将式(6)改写得方程如下：

为x的导数，式(9)为状态方程，将式(9)和端口受控耗散哈密顿标准模型式(5)对比，可得以下电机PCHD模型：

其中：

步骤4.3、为了使***控制性能更平稳，本实施例的无源控制策略经过进一步优化引入软切换特性。首先，设定PMSM***的状态误差信号e和软切换系数a、b，然后，将所述状态误差信号和所述软切换系数代入电机PCHD模型中，得到***软切换无源模型；

设定PMSM***的状态变量稳定平衡点x^*和状态误差信号e分别表示为：

将式(11)和式(12)带入式(13)，并将式(13)改写为：

为e的导数，为状态方程。定软切换系数a＝D_n/m_n，b＝K_F/m_n，其中D_n是软切换自由因子，可以通过***的稳定性进行调节，K_F是软切换滑动因子，m_n是与电机的实际负载情况做调节的参数。

根据式子(14)，带入软切换系数得到***软切换无源模型：

其中：

将式(15)化简为：

设定关键变量Φ对式(16)等式的右侧做简化处理得到下式：

x^*-F_dD^-1x^*-g(x)u+F_d＝Φ (17)

步骤4.4、对采用无源控制的注入阻尼理论设计PMSM的软切换无源转速电流控制器。

首先，引入PMSM软切换无源转速电流控制器的注入阻尼矩阵K，如式(18)所示：

设定关键变量Φ＝-KD^-1e+Ax+BF_d，将式(17)继续整理为：

将式(19)展开

式子中，T_L是负载转矩，负载转矩是随时变化的，因此设计负载观测器。根据PMSM的机械运动方程，设计出转矩观测器：

本文采用PMSM控制***的i_d＝0控制方法，将式(20)和(21)化简整得到PMSM控制***的软切换无源转速电流控制器方程：

步骤5、将所述d轴电压给定值与所述高频注入电压信号叠加得到新的d轴电压给定值所述新的d轴电压给定值与q轴电压给定值通过第二坐标变换得到调制给定电压u_αref和u_βref；

步骤6、对u_αref和u_βref进行3D-SVPWM调制，获取3D-SVPWM占空比信号，将3D-SVPWM占空比信号传输至驱动电路产生PWM驱动波形，传输至三相电压源型逆变器实现电机旋转和调速。

三相电压型逆变器的三相四桥臂的开关量A、B、C、N分别用SA、SB、SC、SN表示四个桥臂的开关状态，主电路单桥臂上下管交替导通，下管导通上管关断设为0，下管关断上管导通设为1，组合起来共有16种可能。16种开关量的组合对应着三维空间矢量的16个矢量，用U₀到U₁₅表示这16个零矢量，如图12所示。

在三维空间矢量控制中，将上述中的16个合成的空间矢量在静止坐标系ABC下排列组合为空间矢量图。在空间矢量合成得到的空间十二面体中，建立约束U_A＝0、U_B＝0、U_C＝0和U_A-U_C>0、U_B-U_C>0、U_A-U_C＝0，则空间几何体被分割成24个小几何体，每个矢量位置都能找到与小几何体的对应关系，每个矢量位置的集合体的边都由合成扇区的基础矢量构成。从而首先判断出目标矢量处于哪一个小空间四面体，再找到其对应的空间电压矢量拟合出目标矢量。举例来说，设目标矢量在静止坐标系ABC下的坐标是(U₄,U₆,U₇)，并且有U_A>0、U_B>0、U_C>0、U_A-U_B>0、U_B-U_C>0、U_A-U_C>0，从而首先判断出目标矢量处于哪一个小空间四面体，再得到使用非零空间矢量U₄,U₆,U₇拟合出目标矢量。

步骤6.1、上述判断过程繁杂，为了更快更方便的实现以上过程，本申请建立了6个变量k₁、k₂、k₃、k₄、k₅和k₆，用0与1代表与之对应的平面分割的方向，从而通过确定了k₁到k₆的值就能确定目标矢量的准确空间角度，所述变量k₁到k₆的数学建模如下：

式中，U_Aref、U_Bref、U_Cref为参考电压矢量。

步骤6.2、利用k₁到k₆建立指针变量N：

所述指针变量可见，与空间体分割得到的每一个实际位置都有对应关系，在控制中则是通过位置检测得到N代表实际位置，从而在程序的编写中利用N进行实际控制。

步骤6.3、可以清楚地找到目标矢量在三维空间中所处的位置，并且从找到与目标矢量分解的合成扇区的基础矢量，并算出基础矢量对应的占空比。调节矢量的大小通过***合适占空比的零矢量得到。我们的目标是要建立目标矢量用合成扇区的基础矢量表示，建立与基础矢量占空比数学关系的表达式，反推出占空比的表达式，应用目标矢量与三个基础非零电压矢量和基础零矢量的关系得到式(45)所示：

式中，U_ref、U_Xref分别为目标矢量以及目标矢量在静止坐标系各坐标轴下的分解值(X＝A,B,C)；U_{dy_A}、U_{dy_B}、U_{dy_C}为目标矢量在静止坐标系下的分解值(y＝1,2,3)；d₁,d₂,d₃则是合成扇区的基础矢量对应的占空比。

步骤6.4、对式(45)求逆变换得到基础矢量对应的占空比：

利用非零矢量与零矢量的关系，计算得到零矢量的占空比，这里零矢量指的是U₀或U₁₅，或U₀或U₁₅的合成，得式(47)，用以得到零矢量占空比d₀：

d₀＝1-d₁-d₂-d₃ (47)

当N＝1时，根据建立的数学模型选择合成扇区的基础矢量为U₈、U₉、U₁₁，根据式(46)计算得到：

带入U_Xref得：

用以上方法，推出其他N的对应值对应的矩阵。

步骤6.5、将d₀，d₁，d₂，d₃分别乘以开关周期T，得到了开关时间，d₀是零矢量作用时间。

上述控制方法通过控制***的算法实现，具体包括：软切换无源控制算法，新型的脉振高频信号注入算法，坐标变换算法，3D-SVPWM算法等。本实施例采用DSP28335作为控制芯片，利用新型的脉振高频信号注入法估算转子位置，采用无源控制策略实现电机的转速和电流的闭环。DSP28335需要完成主程序和子程序的设计。主程序主要包括***、外设等初始化部分和主循环部分。如图9所示为主程序流程图，其中图9a是主循环流程图，图9b是初始化流程图。

中断服务子程序完成控制***的大部分内容，通过不同中断的优先级，处理不同类型的中断，完成***的控制功能。中断服务子程序负责计算转子位置、速度、3D-SVPWM脉冲生成、新型脉振高频信好注入法。AD中断服务子程序主要负责电流信号的采样以及坐标变换算法实现，新型脉振高频信号注入法算法实现，通过新型高频注入算法估算出电机的转速和位置信息。

转速信号和电流信号，以及给定信号一同参与无源控制器闭环，实现电机的转速和电流闭环控制。无源控制器输出信号作为u_d、u_q的给定，参与3D-SVPWM脉宽调制技术控制逆变器，逆变器的输出控制电机运行。如图10所示为整体子程序的构成，图11为3D-SVPWM调制算法流程图。

为验证本专利的可行性和有效性，进行***仿真，得到仿真图如图13和图14所示；

1、在仿真建模时，通过新型的脉振高频信号注入算法估算电机的转子位置和转速信息。通过电机的测量端也可以得到有位置传感器情况下电机转子的角度。估算的位置信息和实际的位置对比仿真图如图12所示。根据图12波形可以看出，估测转子位置可以良好的跟踪实际转子位置，误差很小可以忽略不计。

2、仿真的设定转速为500r/min。***的初始阶段负载为0N·m，在0.1秒时突然加入负载5N·m，估算的转速信息和实际的转速信息对比仿真图如图13所示。由图可见，电机的转速跟踪效果非常良好，实际转速与估算转速波形几乎重合，新型的脉振高频信号注入法仿真效果非常良好。在0.1秒突然加入负载，电机的转速有微弱的波动，然后迅速稳定与给定转速。说明无源控制永磁电机控制***具有很强的鲁棒性和稳定性。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (7)

1.无源控制高频信号注入的永磁同步电机无位置传感器控制***，其特征在于，包括：

第一坐标变换单元，将永磁同步电机的三相电流转换成d轴电流和q轴电流；

高频响应信号分离单元，用以将所述d轴电流、q轴电流和高频注入电压信号结合，生成高频响应误差信号；

PLL速度观测器，利用所述高频响应误差信号得到电机转速估算值和位置估算值；

软切换无源转速电流调节器，根据所述d轴电流、q轴电流、电机给定转速信号、所述电机转速估算值得到d轴电压给定值和q轴电压给定值；

第二坐标变换单元，用以将d轴给定电压值和q轴给定电压值进行坐标变换，形成调制给定电压；

调制单元，对所述调制电压进行3D-SVPWM调制，获取占空比信号，将占空比信号送至驱动电路中生成驱动波形。

2.根据权利要求1所述无源控制高频信号注入的永磁同步电机无位置传感器控制***，其特征在于，所述高频响应信号分离单元生成的高频响应误差信号e_rr为：

式中，L_dh和L_qh分别是d轴和q轴下的高频电感；为估计两相旋转坐标系下的q轴高频电流，V_in为注入的方波电压。

3.根据权利要求1所述无源控制高频信号注入的永磁同步电机无位置传感器控制***，其特征在于，所述PLL速度观测器估计的转子位置通过如下传递函数获取：

式中，e_rr为高频响应误差信号，ω^*为电机转速估算值。

4.根据权利要求1所述无源控制高频信号注入的永磁同步电机无位置传感器控制***，其特征在于，所述软切换无源转速电流调节器为：

式中，u_dref和u_qref分别为d轴电压给定值和q轴电压给定值，L_d、L_q分别表示为电机在d、q轴上的电压分量；ω^*为电机转速估算值；p代表极对数，ω_m代表机械角速度，B是摩擦系数，R代表电机的定子绕组阻值，T_L代表负载转矩，ψ_f代表转子磁链，m_n是与电机的实际负载情况做调节的参数。

5.无源控制高频信号注入的永磁同步电机无位置传感器控制***的控制方法，其特征在于，通过权利要求1-5任意一项权利要求所述的无源控制高频信号注入的永磁同步电机无位置传感器控制***实现，包括如下步骤：

采集电机定子电流，并经第一坐标转换单元变换得到d-q坐标系下的电流信号i_d和i_q；

将所述电流信号i_d和i_q与高频注入电压信号进行线性运算，得到高频响应误差信号e_rr；

将所述高频响应误差信号e_rr输入PLL速度观测器中，计算得到电机转速估算值ω^*和位置估算值

将电机给定转速信号和所述电机转速估算值作偏差，将偏差信号传送至软切换无源转速电流调节器中，所述电流信号i_d和i_q经低通滤波得到i_d和i_q传送至软切换无源转速电流调节器中，得到d轴电压给定值和q轴电压给定值；

将所述d轴电压给定值与所述高频注入电压信号叠加得到新的d轴电压给定值所述新的d轴电压给定值与q轴电压给定值通过第二坐标变换得到调制给定电压u_αref和u_βref；

对u_αref和u_βref进行3D-SVPWM调制，获取3D-SVPWM占空比信号，将3D-SVPWM占空比信号传输至驱动电路产生PWM驱动波形，传输至三相电压源型逆变器实现电机旋转和调速。

6.根据权利要求5所述无源控制高频信号注入的永磁同步电机无位置传感器控制***的控制方法，其特征在于，所述软切换无源转速电流调节器的构建方法包括如下步骤：

通过永磁同步电机的dq坐标系下数学模型获取哈密顿***的能量函数为：

将所述哈密顿***的能量函数H(x)变换成矩阵形式，并与端口受控耗散哈密顿标准模型对比，得到电机PCHD模型如下：

其中，

设定PMSM***的状态误差信号e和软切换系数a、b，将所述状态误差信号和所述软切换系数代入电机PCHD模型中，得到***软切换无源模型：

其中，

引入注入阻尼矩阵，得到软切换无源转速电流调节器：

所述阻尼矩阵为

7.根据权利要求5所述无源控制高频信号注入的永磁同步电机无位置传感器控制***的控制方法，其特征在于，所述3D-SVPWM调制过程包括如下步骤：

建立了6个变量k₁、k₂、k₃、k₄、k₅和k₆，用0与1代表与之对应的平面分割的方向；

利用k₁到k₆建立指针变量N：

建立目标矢量与三个基础非零电压矢量和基础零矢量的关系如下所示：

U_ref、U_Xref分别为目标矢量以及目标矢量在静止坐标系各坐标轴下的分解值(X＝A,B,C)；U_{dy_A}、U_{dy_B}、U_{dy_C}为目标矢量在静止坐标系下的分解值(y＝1,2,3)；d₁,d₂,d₃则是合成扇区的基础矢量对应的占空比；

根据下式求得基础矢量对应的占空比：和到零矢量占空比d₀，d₀＝1-d₁-d₂-d₃。