CN110071510A - 基于upqc的单相混合有源电力滤波器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于UPQC的单相混合有源电力滤波器及其控制方法。本发明提出了一种基于UPQC的混合有源电力滤波器。该混合有源电力滤波器综合了无源电力滤波器和有源电力滤波器的优点，弥补两者的不足。该混合有源电力滤波器有效降低了电网中的谐波电流，THD值远小于规定值。无源电力滤波器组吸收大部分谐波，大大降低了UPQC的容量。UPQC通过提高电网支路对谐波的阻抗和向电网支路注入相反方向的谐波电流等措施降低流入电网的谐波电流。另外，UPQC具有优异的动态滤除谐波的性能，有效抑制谐波放大，有效解决了有源电力滤波器成本高、不能在大容量应用中使用等问题。

Description

基于UPQC的单相混合有源电力滤波器及其控制方法

技术领域

本发明涉及混合有源电力滤波器技术领域，具体涉及一种基于UPQC的单相混合有源电力滤波器及其控制方法。

背景技术

当前，电力电子技术和电能变换技术的应用日益深入、广泛，工业、科研、医疗和民用等众多领域大量使用各类电力电子装置和设备，而且设备数量多、容量大。电力电子设备是非线性负载，工作时不可避免地产生谐波电流，污染电网，降低电能质量。谐波带来不少危害，如加速绝缘老化、损耗增加、局部过热、电磁骚扰和谐振过电压过电流等，直接影响、干扰电气和通讯设备的正常工作，严重时导致设备装置失效，甚至损坏。谐波问题日趋突出，治理谐波愈发重要。

目前，大多使用补偿装置消除谐波，降低谐波源对电网和相关用电设备的影响。现存谐波补偿装置可分为两种：无源电力滤波器(PPF)和有源电力滤波器(APF)。无源电力滤波器由无源器件电感、电容和电阻组合而成。通常，此类滤波器采用串、并联谐振方式在***中构建某些特定次数(如3、5、7次)谐波的低阻抗通道，对这些谐波起分流、旁路作用，使绝大部分谐波流入通道，进入电网的谐波大为减少，从而达到谐波抑制(HS)的目的。无源电力滤波器结构简单、成本低。然而，无源电力滤波器也存在一些明显的不足。如果运行中，电网和负载阻抗发生变化，无源电力滤波器结构参数不能随之作出相应改变，无法动态匹配阻抗，导致滤波性能降低。另外，无源电力滤波器与电网、负载可能存在某些特定次数谐波的串、并联谐振，引起这些谐波放大。有源电力滤波器是一种用于动态抑制谐波、补偿无功的电力电子装置，它能够对大小和频率都变化的谐波以及变化的无功进行补偿。其优势在于可动态滤除各次谐波，对***内的谐波能够完全吸收，不会产生谐振。由于造价过高、成本大，用户甚少，无法大范围应用。此外，受设备硬件限制，不能应用于大容量场合。

综上所述，无源电力滤波器没有动态抑制谐波能力，只能滤除特定次数谐波，滤波范围较小，存在由串、并联谐振引起的谐波放大。有源电力滤波器存在成本高、不适合大容量场合应用等缺点。

发明内容

针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种基于UPQC的单相混合有源电力滤波器及其控制方法解决了无源电力滤波器没有动态抑制谐波能力，以及有源电力滤波器成本高、不适合大容量场合应用的问题。

为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：一种基于UPQC的单相混合有源电力滤波器，包括无源滤波电路和有源滤波电路，所述有源滤波电路的一端与电网连接，其另一端与无源滤波电路和非线性负载连接；

所述无源滤波电路包括并联的三次谐波串联谐振支路、五次谐波串联谐振支路、七次谐波串联谐振支路、九次谐波串联谐振支路和高通滤波支路；

所述有源滤波电路包括电性连接的并联有源电力滤波器、串联有源电力滤波器和电容C。

进一步地：所述并联有源滤波器包括变压器T_p、电感L、IGBT管T₁、IGBT管T₂、IGBT管T₃和IGBT管T₄，所述串联有源电力滤波器包括变压器T_s、电感L₁、电容C₁、电感L_f、电容C_f、电阻R_f、IGBT管T₅、IGBT管T₆、IGBT管T₇和IGBT管T₈，所述变压器T_p的1端分别与电感L_g和变压器T_s的1端连接，所述变压器T_p的2端接地，所述变压器T_p的3端与电感L的一端连接，所述电感L的另一端分别与IGBT管T₁的源极和IGBT管T₂的漏极连接，所述变压器T_p的4端分别与IGBT管T₃的源极和IGBT管T₄的漏极连接，所述IGBT管T₁的漏极、IGBT管T₃的漏极、IGBT管T₇的漏极、IGBT管T₅的漏极和电容C的一端连接，所述IGBT管T₂的源极、IGBT管T₄的源极、IGBT管T₈的源极、IGBT管T₆的源极和电容C的另一端连接到地，所述IGBT管T₇的源极和IGBT管T₈的漏极均与电阻R_f的一端连接，所述电阻R_f的另一端与电感L_f的一端连接，所述IGBT管T₅的源极和IGBT管T₆的漏极均分别与电容C_f的一端、电感L₁的一端和变压器T_s的3端连接，所述电感L₁的另一端与电容C₁的一端连接，所述电感L_f的另一端、电容C_f的另一端、电容C₁的另一端和变压器T_s的4端连接。

进一步地：所述三次谐波串联谐振支路包括电感L₃、电容C₃和接地电阻R₃，所述电感L₃的一端通过电容C₃与接地电阻R₃连接，所述五次谐波串联谐振支路包括电感L₅、电容C₅和接地电阻R₅，所述电感L₅的一端通过电容C₅与接地电阻R₅连接，所述七次谐波串联谐振支路包括电感L₇、电容C₇和接地电阻R₇，所述电感L₇的一端通过电容C₇与接地电阻R₇连接，所述九次谐波串联谐振支路包括电感L₉、电容C₉和接地电阻R₉，所述电感L₉的一端通过电容C₉与接地电阻R₉连接，所述高通滤波支路包括电容C_h、接地电阻R_h和接地电感L_h，所述电容C_h的一端分别与接地电阻R_h和接地电感L_h连接，所述电感L₃的另一端、电感L₅的另一端、电感L₇的另一端、电感L₉的另一端和电容C_h的另一端均分别与变压器T_s的2端和非线性负载连接。

进一步地：所述IGBT管T₁的栅极、IGBT管T₂的栅极、IGBT管T₃的栅极和IGBT管T₄的栅极均与PWM控制器连接，所述电感L与电流传感器串联，所述电容C与电压传感器并联，所述电流传感器和电压传感器均通过AD转换器分别与电流环PI控制器和电压环PI控制器连接。

一种基于UPQC的单相混合有源电力滤波器的控制方法，包括以下步骤：

S1、通过并联有源电力滤波器以受控电流源方式向负载侧注入谐波电流；

S2、令串联有源电力滤波器以受控电压源方式工作以提高电网侧阻抗，减小负载注入电网的谐波电流，并计算并联有源电力滤波器的补偿谐波电流；

S3、通过电流环PI控制器根据设定补偿谐波电流与输出补偿谐波电流之差计算补偿量；

S4、通过PWM控制器产生与补偿量对应的脉冲序列控制并联有源滤波电路中IGBT管产生谐波电流；

S5、检测串联有源电力滤波器所在支路的瞬时谐波电流，令瞬时谐波电流乘以比例系数K并与三角波比较得到比较结果；

S6、通过比较结果控制串联有源滤波电路中IGBT管的开闭。

进一步地：所述步骤S2中补偿谐波电流的计算公式为：

上式中，i_is为补偿谐波电流，Z_PF为无源电力滤波器阻抗，i_sh为负载谐波电流，当K>>Z_PF时，i_is<<i_sh，向负载侧注入少量谐波可以完全消除负载谐波电流的影响。

进一步地：所述电流环PI控制器参数的计算公式为：

K_CP＝pR_L(T_L+T)

K_CI＝pR_L

上式中，K_CP为电流环PI控制器的比例环节增益，K_CI为电流环PI控制器的积分环节增益，R_L为电感L的电阻，T_L为电感L的时间常数，T为PWM控制器输出的延迟时间，p为PWM控制器的极点配置处，p>0。

本发明的有益效果为：本发明提出了一种基于UPQC(统一电能质量调节器)的混合有源电力滤波器。该混合有源电力滤波器综合了无源电力滤波器和有源电力滤波器的优点，弥补两者的不足。该混合有源电力滤波器有效降低了电网中的谐波电流，THD(总谐波失真)值远小于规定值。无源电力滤波器组吸收大部分谐波，大大降低UPQC的容量。UPQC通过提高电网支路对谐波的阻抗和向负载侧注入相反方向的谐波电流等措施降低流入电网的谐波电流。另外，UPQC具有优异的动态滤除谐波的能力，有效抑制谐波放大，有效解决了有源电力滤波器成本高、不能在大容量应用中使用等问题。

附图说明

图1为本发明中基于UPQC的单相混合有源电力滤波器的电路图；

图2为本发明中瞬时有功电流、无功电流和谐波电流检测方法图；

图3为本发明并入混合有源电力滤波器的电网运行等效电路模型；

图4为本发明基于叠加定理的谐波激励等效电路图；

图5为本发明中UPQC双闭环控制结构；

图6为本发明中化简的电流控制环结构图；

图7为本发明中电压环等效结果图；

图8为本发明中接入负载的电网电流波形图；

图9为本发明中投入无源电力滤波器组的电网电流波形图；

图10为本发明中并入UPQC的电网电流波形图。

具体实施方式

下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员而言，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

如图1所示，一种基于UPQC的单相混合有源电力滤波器，其特征在于，包括无源滤波电路和有源滤波电路，所述有源滤波电路的一端与电网连接，其另一端分别与无源滤波电路和非线性负载连接；

所述无源滤波电路包括并联的三次谐波串联谐振支路、五次谐波串联谐振支路、七次谐波串联谐振支路和九次谐波串联谐振支路，分别分流由非线性负载产生的3次、5次、7次和9次谐波电流，是这些次数谐波电流的主要流通通道，大部分谐波电流从这四条支路流过。高通滤波支路为11次及以上次数谐波电流提供低阻通道。

所述有源滤波电路包括电性连接的并联有源电力滤波器、串联有源电力滤波器和电容C。有源滤波电路采用统一电能质量滤波器(UPQC)的电路拓扑结构，由一个并联有源电力滤波器和一个串联有源电力滤波器构成，两者直流侧合并，共同使用一个电容C。

所述并联有源滤波器包括变压器T_p、电感L、IGBT管T₁、IGBT管T₂、IGBT管T₃和IGBT管T₄，所述串联有源电力滤波器包括变压器T_s、电感L₁、电容C₁、电感L_f、电容C_f、电阻R_f、IGBT管T₅、IGBT管T₆、IGBT管T₇和IGBT管T₈，所述变压器T_p的1端分别与电感L_g和变压器T_s的1端连接，所述变压器T_p的2端接地，所述变压器T_p的3端与电感L的一端连接，所述电感L的另一端分别与IGBT管T₁的源极和IGBT管T₂的漏极连接，所述变压器T_p的4端分别与IGBT管T₃的源极和IGBT管T₄的漏极连接，所述IGBT管T₁的漏极、IGBT管T₃的漏极、IGBT管T₇的漏极、IGBT管T₅的漏极和电容C的一端连接，所述IGBT管T₂的源极、IGBT管T₄的源极、IGBT管T₈的源极、IGBT管T₆的源极和电容C的另一端连接到地，所述IGBT管T₇的源极和IGBT管T₈的漏极均与电阻R_f的一端连接，所述电阻R_f的另一端与电感L_f的一端连接，所述IGBT管T₅的源极和IGBT管T₆的漏极均分别与电容C_f的一端、电感L₁的一端和变压器T_s的3端连接，所述电感L₁的另一端与电容C₁的一端连接，所述电感L_f的另一端、电容C_f的另一端、电容C₁的另一端和变压器T_s的4端连接。

并联有源电力滤波器和一个串联有源电力滤波器构成，两者直流侧合并，共同使用一个电容C。其中，并联有源滤波器由变压器T_p、电感L与IGBT管T₁、T₂、T₃、T₄组成的全桥电路构成，它以整流方式从工频基波中抽取有功能量保持直流侧电容电压稳定，同时以逆变方式为谐波电流提供一个分流通道。

串联有源滤波器由变压器T_s、电感L₁、电容C₁、电感L_f、电容C_f、电阻R_f与IGBT管T₅、T₆、T₇、T₈组成的全桥电路构成。电感L₁和电容C₁构成一个串联单调谐滤波器，其谐振频率为工频基波频率，负载基波电流流过它不会产生电压和能量损失；电感L_f、电容C_f和电阻R_f构成一个二阶最优低通滤波器，用于滤除PWM载波；串联有源滤波器被用作一个谐波阻抗器，与电网阻抗串联，提高电网支路对谐波的阻抗，从而使进入电网的谐波电流大幅减少，达到谐波抑制的目的。

有源电力滤波器设计：

IGBT器件具有开关速度快、工作频率高等优良特性，高次谐波可顺利通过。因此，图1中两个全桥各桥臂开关管均选用IGBT。这些开关管反向耐压值由直流侧电容电压值决定。IGBT的额定电流由最大补偿电流值再加一定裕量确定即可。

桥臂开关管的开关频率由电流纹波和开关损耗综合决定，最终设定为9.7kHz。并联有源滤波器交流侧输出电感L选择需要考虑两个因素：滤波器对指令电流的跟踪能力和跟踪指令电流纹波大小的限制。综合这两方面因素，输出电感和直流侧电容电压可按照以下两式选取：

式中，V_dc为直流侧电容电压，T_s为桥臂开关管开关周期，u_s为交流侧电网电压的幅值，为纹波的限定值，为指令电流。综合考虑其它因素影响，最终确定L的值为1mH；直流侧电压越高，有源滤波器的损耗越大，因此将UPQC直流侧电压值设为400V，由此选择4700μF/450V电解电容，采用两串两并型式。

串联有源滤波器的交流输出侧的PWM载波滤波器，其截止频率应远小于PWM载波频率，选取为30次工频谐波频率，即1.5kHz。另外，交流侧的工频频率串联单调谐滤波器的电感L₁和电容C₁的选取方法与无源电力滤波器中的串联单调谐滤波器器件选取方法完全相同。

所述三次谐波串联谐振支路包括电感L₃、电容C₃和接地电阻R₃，所述电感L₃的一端通过电容C₃与接地电阻R₃连接，所述五次谐波串联谐振支路包括电感L₅、电容C₅和接地电阻R₅，所述电感L₅的一端通过电容C₅与接地电阻R₅连接，所述七次谐波串联谐振支路包括电感L₇、电容C₇和接地电阻R₇，所述电感L₇的一端通过电容C₇与接地电阻R₇连接，所述九次谐波串联谐振支路包括电感L₉、电容C₉和接地电阻R₉，所述电感L₉的一端通过电容C₉与接地电阻R₉连接，所述高通滤波支路包括电容C_h、接地电阻R_h和接地电感L_h，所述电容C_h的一端分别与接地电阻R_h和接地电感L_h连接，所述电感L₃的另一端、电感L₅的另一端、电感L₇的另一端、电感L₉的另一端和电容C_h的另一端均分别与变压器T_s的2端和非线性负载连接。

无源电力滤波器的设计如下：

根据电容器安装容量最小原则，可得到单调谐滤波支路输出的基波无功功率为：

式中，U₁为n次谐波单调谐滤波支路两端间基波电压有效值，I_n为n次谐波单调谐滤波支路的基波电流有效值。

则单调谐滤波支路中电容的值为：

式中，C_n为n次谐波通道的电容值，Q₁为n次谐波通道发出的基波无功功率，ω为基波角频率。根据串联谐振条件，可求得单调谐滤波支路中电感的值为：

最后，由品质因数Q确定单调谐滤波支路中电阻的值为：

无源电力滤波器中高通滤波支路由一个二阶高通滤波器实现。该滤波器特性可由两个参数f₀和m描述，f₀为滤波器的截止频率，m与滤波器的品质因数直接相关。这两个参数的值分别为：

与单调谐滤波器的电容设计方法相同，按照电容器安装容量最小原则，可得：

式中，k为高通滤波器滤除谐波电流的次数，I_fk为k次谐波电流的有效值，U₁为n次谐波单调谐滤波支路两端间基波电压有效值，ω为基波角频率。

然后，可按下式确定电阻的值

式中，f₀稍微大于单调谐滤波器组最高谐振频率，选取为10次工频谐波频率，即500Hz。

最后，由电容值和电阻值确定电感值为：

m值一般在0.5～2范围内选取。m值越小，高通滤波器的损耗越小。

一种基于UPQC的单相混合有源电力滤波器的控制方法，包括以下步骤：

混合有源电力滤波器并入电网正常工作后，电网运行的等效电路模型如图3所示。其中，u_G为电网电压，Z_r为电网阻抗，i_L为负载电流，Z_PF为UPQC中无源电力滤波器阻抗，i_p为UPQC中并联有源电力滤波器注入负载侧的谐波电流，v_s为UPQC中串联有源电力滤波器注入电网的谐波电压。

S1、通过并联有源电力滤波器以受控电流源方式向串联有源电力滤波器和无源电力滤波器i_s所在支路注入谐波电流；该谐波电流大小与i_is中谐波电流大小相同，方向与i_s中谐波电流方向相同。

S2、令串联有源电力滤波器以受控电压源方式工作以提高电网阻抗，减小负载注入电网的谐波电流。

图1和图3中UPQC与普通UPQC的配置方式不同。普通UPQC的串联有源电力滤波器配置在电网侧，并联有源电力滤波器配置在负载侧。由于在负载侧使用无源电力滤波器，负载侧对谐波的阻抗非常低，如果按照普通UPQC配置有源电力滤波器，并联有源电力滤波器的注入谐波绝大部分将流入无源电力滤波器，收效甚微。如果将并联有源电力滤波器配置在图1和图3所示位置处，谐波电流注入点右侧阻抗明显大于左侧(电网)阻抗，注入的大部分谐波电流流入电网，补偿和抵消了电网中存在的大部分谐波。另外，由于串联有源电力滤波器的作用，注入的谐波电流远小于负载谐波电流，因而大大降低了UPQC的容量。

谐波电流的激励等效电路图如图4所示。

由于存在两个谐波电流源——负载谐波电流和并联有源电力滤波器的注入谐波电流，应用叠加定理，可将图3所示的等效电路模型分解为两个分别单独激励的等效电路——图4(a)和(b)。串联有源电力滤波器等效为一个理想的受控电压源，其输出电压与其所在支路的电流成正比例关系，比例系数为K，可看作纯电阻。图4(a)中，在负载谐波电流激励作用下，进入电网的谐波电流i_g1为：

图4(b)中，在注入谐波电流激励作用下，进入电网的谐波电流i_g2为：

最终进入电网的总谐波电流i_g为i_g1和i_g2两者之和，即：

补偿谐波电流的计算公式为：

上式中，i_is为补偿谐波电流，Z_PF为无源电力滤波器阻抗，i_sh为负载谐波电流，当满足上式条件时，进入电网的谐波电流为0，由此可见，当K>>Z_PF时，i_is<<i_sh，向负载侧注入少量谐波可以完全消除负载谐波电流的影响，UPQC的容量大大降低，充分体现了混合有源电力滤波器的优势。

S3、通过电流环PI控制器根据设定补偿谐波电流与输出补偿谐波电流之差计算补偿量；

S4、通过PWM控制器产生与补偿量对应的脉冲序列控制并联有源滤波电路中IGBT管产生谐波电流；

S5、检测串联有源电力滤波器所在支路的瞬时谐波电流，令瞬时谐波电流乘以比例系数K并与三角波比较得到比较结果；

为了有效补偿和抑制非线性负载产生的谐波电流，首先需要实时、准确地检测出这些谐波电流。瞬时有功电流、无功电流和谐波电流检测方法如图2所不。

图中，i_L为负载电流，i_p为有功电流，i_q为无功电流，i_h为谐波电流，LPF为低通滤波器。假设负载电流的基波分量为I₁sin(ωt-α)，其中，I₁为基波电流幅值，α为功率因素角。基波电流分别与2sinωt和-2cosωt相乘可得：

I₁sin(ωt-α)·2sinωt＝I₁cosα-I₁cos(2ωt-α)

I₁sin(ωt-α)·(-2cosωt)＝I₁sinα-I₁sin(2ωt-α)

两式结果都由一个直流量和一个频率为2ω交流量构成，如果通过低通滤波器，剩下直流量，分别为有功电流幅值和无功电流幅值，两者分别与sinωt和-cosωt相乘得到瞬时有功电流和无功电流。同样地，假设负载电流的3次谐波分量为I₃sin(3ωt-β)，其中，I₃为3次谐波电流幅值，β为相角。3次谐波电流分别与2sinωt和2cosωt相乘可得：

I₁sin(3ωt-β)·2sinωt＝I₁cos(2ωt-β)-I₁cos(4ωt-β)

I₁sin(3ωt-β)·2cosωt＝I₁sin(2ωt-β)+I₁sin(4ωt-β)

两式结果都由两个交流量构成，其中，差频频率为2ω。由于3次谐波是最低频率的谐波，所以其它频率的谐波与2sinωt和2cosωt相乘也得到两个交流量，这些交流量的频率均大于2ω。由此可见，只要低通滤波器的截止频率低于2ω，就可以滤除谐波与2sinωt和2cosωt相乘得到的交流量。

瞬时谐波电流可由负载电流减去瞬时有功电流和瞬时无功电流得到。

S6、通过比较结果控制有源滤波电路中IGBT管的开闭。

UPQC工作时，有效控制并联交流侧输出电感的电流和直流侧电容的电压必不可少。为了保证UPQC具备良好的补偿电流跟随性能，要求并联交流侧输出电感的电流应响应迅速、反应快，同时，直流侧电容的电压应稳定且设定的电压值合适。采用双闭环控制结构对并联交流侧输出电感的电流和直流侧电容的电压进行控制。其中，电流控制环是内环，电压控制环是外环。UPQC的控制结构如图5所示。

图中，K_VP为电压环PI控制器的比例环节增益，K_VI为电压环PI控制器的积分环节增益，K_CP为电流环PI控制器的比例环节增益，K_CI为电流环PI控制器的积分环节增益，R_L为UPQC的并联交流侧输出电感L的电阻，T_L为UPQC的并联交流侧输出电感L的时间常数，R为UPQC工作损耗的等效电阻，T_C为UPQC考虑工作损耗的时间常数。

图5中，电流环的PWM输出可视为一个延迟环节，延迟时间为T。由于该延迟时间非常小，可将这个延迟环节线性化近似处理为一阶惯性环节

由于T<<1和T_L<<1，电流环可进一步化简，两个一阶小惯性环节可合并为一个一阶惯性环节，其时间常数为T+T_L。经两步化简的电流控制环如图6所示。

如果图6中电流环PI控制器的比例环节增益和积分环节增益存在如下关系：

K_CP＝K_CL(T_L+T)

电流环PI控制器的传递函数可等效变换为：

则电流环PI控制器的零点和被控对象的极点能够对消，可得到电流环的开环传递函数为：

PWM控制器的极点配置在s＝–p处，则电流环PI控制器的积分环节增益为：

K_CI＝pR_L

pK_CP的计算公式为：

K_CP＝pR_L(T_L+T)

上式中，K_CP为电流环PI控制器的比例环节增益，R_L为电感L的电阻，T_L为电感L的时间常数，T为PWM控制器输出的延时时间，p>0。

完成电流环的极点配置，电流环可视为一个一阶惯性环节，则电压环可等效为图7所示的结构。

从图7可得到电压环的开环传递函数为：

由于UPQC的工作损耗较小，T_C较大，电压环的开环传递函数可化简为：

此式描述的***为典型II型***，按照该类***的设计方法可以得到电压环PI控制器的K_VP和K_VI参数值。

在MATLAB中，使用Simulink及其SimPowerSystems模型库对基于UPQC的混合有源电力滤波器进行仿真验证。其中，电网电压设为交流220V、50Hz，电网阻抗为R_g＝1Ω、L_g＝0.1mH；负载由单相不控整流桥及串联电阻、电感构成，R_L＝4Ω、L_L＝100mH。负载接入电网，电网电流稳定后，其波形如图8所示。

使用SimPowerSystems的THD模块进行检测，上图中电流波形的THD值为40.86％，可见电网电流中谐波含量非常高。

将无源电力滤波器组(L₃＝16.67mH，C₃＝67.55μF，R₃＝0.5Ω；L₅＝10mH，C₅＝40.53μF，R₅＝0.5Ω；L₇＝7.14mH，C₇＝28.95μF，R₇＝0.5Ω；L₉＝5.56mH，C₉＝22.52μF，R₉＝0.5Ω；L_h＝0.796mH，C_h＝127.3μF，R_h＝2.5Ω)投入电网运行，它正常、稳定工作时的电网电流波形如图9所示。

检测该电流波形的THD，其结果为11.30％，比无源电力滤波器组投入前的THD值小得多，可见无源电力滤波器组的滤波效果非常显著，然而，与国家规定的电网谐波电流标准(≤5％)尚有明显差距。

最后，将UPQC(C＝4700μF，L＝1mH，R_L＝0.1Ω)并入电网，经过短暂的瞬态过渡过程，电网电流迅速稳定，其波形如图10所示。

易见图中的电流波形与正弦(余弦)曲线的形状几乎相同，差异非常小。经过检测，该波形的THD值为2.61％，明显低于规定的指标值，完全达到标准和要求。

本发明提出了一种基于UPQC的混合有源电力滤波器。该混合有源电力滤波器综合了无源电力滤波器和有源电力滤波器的优点，弥补两者的不足。该混合有源电力滤波器有效降低了电网中的谐波电流，THD值远小于规定值。无源电力滤波器组吸收大部分谐波，大大降低UPQC的容量。UPQC通过提高电网支路对谐波的阻抗和向电网支路注入相反方向的谐波电流等措施，进一步降低了流入电网的谐波电流。另外，UPQC具备优异的动态滤除谐波的性能，有效抑制谐波放大。

图2给出的谐波电流检测方法比通常应用的谐波电流检测方法简单，检测精度高，实时性和快速性好，易于实现。

图1中的UPQC配置方式与普通UPQC完全不同，其并联滤波部分放置于电网侧，串联滤波部分放置于负载侧。因为K>>Z_PF，由图3和图4可知，UPQC并联滤波部分右侧阻抗明显大于左侧(电网)阻抗，注入的大部分谐波电流流入电网，补偿和抵消了电网中存在的大部分谐波。因此，这种配置方式有效解决了普通UPQC与无源电力滤波器并联时UPQC并联滤波部分不能正常工作的问题，充分发挥了UPQC的注入谐波作用。

K>>Z_PF，使得i_is<<i_sh，UPQC向电网注入少量谐波可以完全消除负载谐波电流的影响。由此可见，此类混合有源电力滤波器使用的UPQC容量非常小，充分体现了混合有源电力滤波器的优势。

图8、图9和图10所示的仿真结果充分说明基于UPQC的混合有源电力滤波器抑制谐波的性能优异。电网中负载正常工作，未接入任何治理谐波装置时，电网电流波形的THD值为40.86％。接入无源电力滤波器组后，电网电流波形的THD值下降至11.30％，无源电力滤波器滤除了电网中72％的谐波，该结果充分说明大部分谐波滤除工作由无源电力滤波器组承担，同时也说明，仅依赖无源电力滤波器工作还不能达标。接入UPQC后，电网电流波形的THD值仅为2.61％，远低于规定的指标值，而且波形与正弦(余弦)曲线的形状非常接近。该结果说明UPQC几乎将电网中剩余的谐波滤除，性能远远优于无源电力滤波器。另外还可以说明混合有源电力滤波器中的UPQC容量很小。

综上所述，本发明提出的混合有源电力滤波器具有良好的谐波抑制能力，关键性能指标(THD)的值非常低，谐波滤除效果非常好，UPQC容量也很小，有效解决了有源电力滤波器成本高、不能在大容量应用中使用等问题。

Claims (7)

1.一种基于UPQC的单相混合有源电力滤波器，其特征在于，包括无源滤波电路和有源滤波电路，所述有源滤波电路的一端与电网连接，其另一端与无源滤波电路和非线性负载连接；

所述无源滤波电路包括并联的三次谐波串联谐振支路、五次谐波串联谐振支路、七次谐波串联谐振支路、九次谐波串联谐振支路和高通滤波支路；

所述有源滤波电路包括电性连接的并联有源电力滤波器、串联有源电力滤波器和电容C。

2.根据权利要求1所述的基于UPQC的单相混合有源电力滤波器，其特征在于，所述并联有源滤波器包括变压器T_p、电感L、IGBT管T₁、IGBT管T₂、IGBT管T₃和IGBT管T₄，所述串联有源电力滤波器包括变压器T_s、电感L₁、电容C₁、电感L_f、电容C_f、电阻R_f、IGBT管T₅、IGBT管T₆、IGBT管T₇和IGBT管T₈，所述变压器T_p的1端分别与电感L_g和变压器T_s的1端连接，所述变压器T_p的2端接地，所述变压器T_p的3端与电感L的一端连接，所述电感L的另一端分别与IGBT管T₁的源极和IGBT管T₂的漏极连接，所述变压器T_p的4端分别与IGBT管T₃的源极和IGBT管T₄的漏极连接，所述IGBT管T₁的漏极、IGBT管T₃的漏极、IGBT管T₇的漏极、IGBT管T₅的漏极和电容C的一端连接，所述IGBT管T₂的源极、IGBT管T₄的源极、IGBT管T₈的源极、IGBT管T₆的源极和电容C的另一端连接到地，所述IGBT管T₇的源极和IGBT管T₈的漏极均与电阻R_f的一端连接，所述电阻R_f的另一端与电感L_f的一端连接，所述IGBT管T₅的源极和IGBT管T₆的漏极均分别与电容C_f的一端、电感L₁的一端和变压器T_s的3端连接，所述电感L₁的另一端与电容C₁的一端连接，所述电感L_f的另一端、电容C_f的另一端、电容C₁的另一端和变压器T_s的4端连接。

3.根据权利要求2所述的基于UPQC的单相混合有源电力滤波器，其特征在于，所述三次谐波串联谐振支路包括电感L₃、电容C₃和接地电阻R₃，所述电感L₃的一端通过电容C₃与接地电阻R₃连接，所述五次谐波串联谐振支路包括电感L₅、电容C₅和接地电阻R₅，所述电感L₅的一端通过电容C₅与接地电阻R₅连接，所述七次谐波串联谐振支路包括电感L₇、电容C₇和接地电阻R₇，所述电感L₇的一端通过电容C₇与接地电阻R₇连接，所述九次谐波串联谐振支路包括电感L₉、电容C₉和接地电阻R₉，所述电感L₉的一端通过电容C₉与接地电阻R₉连接，所述高通滤波支路包括电容C_h、接地电阻R_h和接地电感L_h，所述电容C_h的一端分别与接地电阻R_h和接地电感L_h连接，所述电感L₃的另一端、电感L₅的另一端、电感L₇的另一端、电感L₉的另一端和电容C_h的另一端均分别与变压器T_s的2端和非线性负载连接。

4.根据权利要求3所述的基于UPQC的单相混合有源电力滤波器，其特征在于，所述IGBT管T₁的栅极、IGBT管T₂的栅极、IGBT管T₃的栅极和IGBT管T₄的栅极均与PWM控制器连接，所述电感L与电流传感器串联，所述电容C与电压传感器并联，所述电流传感器和电压传感器均通过AD转换器分别与电流环PI控制器和电压环PI控制器连接。

5.一种基于UPQC的单相混合有源电力滤波器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1、通过并联有源电力滤波器以受控电流源方式向负载侧注入谐波电流；

S2、令串联有源电力滤波器以受控电压源方式工作以提高电网侧阻抗，减少负载注入电网的谐波电流，并计算并联有源电力滤波器的补偿谐波电流；

S3、通过电流环PI控制器根据设定补偿谐波电流与输出补偿谐波电流之差计算补偿量；

S4、通过PWM控制器产生与补偿量对应的脉冲序列控制并联有源滤波电路中IGBT管产生谐波电流；

S5、检测串联有源电力滤波器所在支路的瞬时谐波电流，令瞬时谐波电流乘以比例系数K并与三角波比较得到比较结果；

S6、通过比较结果控制串联有源滤波电路中IGBT管的开闭。

6.根据权利要求5所述的基于UPQC的单相混合有源电力滤波器的控制方法，其特征在于，所述步骤S2中补偿谐波电流的计算公式为：

上式中，i_is为补偿谐波电流，Z_PF为无源电力滤波器阻抗，i_sh为负载谐波电流。

7.根据权利要求5所述的基于UPQC的单相混合有源电力滤波器的控制方法，其特征在于，所述电流环PI控制器参数的计算公式为：

K_CP＝pR_L(T_L+T)

K_CI＝pR_L

上式中，K_CP为电流环PI控制器的比例环节增益，K_CI为电流环PI控制器的积分环节增益，R_L为电感L的电阻，T_L为电感L的时间常数，T为PWM控制器输出的延迟时间，p为PWM控制器的极点配置处，p>0。