CN108988643A - Llc转换器及其操作方法和控制器以及电源 - Google Patents

Llc转换器及其操作方法和控制器以及电源 Download PDF

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Abstract

本发明公开了LLC转换器及其操作方法和控制器以及电源，所述LLC转换器包含：具有在公共节点处耦接到LLC谐振电路的功率开关器件的初级侧；具有同步整流器开关器件的次级侧；以及将初级侧耦接到次级侧的变压器。在第一操作模式中，功率开关器件和同步整流器开关器件以所计算的频率进行切换，以调节LLC转换器的输出电压。在输出电压未被调节的轻负载条件期间的第二操作模式中，切换功率开关器件直到输出电压上升到第一电平，并且然后关断功率开关器件，直到输出电压下降到低于第一电平的第二电平。不管输出电压的状态如何均在第二操作模式中连续地切换同步整流器开关器件。

Description

LLC转换器及其操作方法和控制器以及电源
技术领域
本申请涉及LLC转换器，具体地涉及在LLC转换器的突发模式操作期间的同步整流器(SR)控制。
背景技术
LLC转换器具有利用转换器的初级侧上的两个电感器和一个电容器(“LLC”)的组合的拓扑结构。初级侧的开关(全或半)桥产生激励LLC振荡电路的方形波形，作为响应LLC振荡电路输出谐振正弦电流，其由LLC转换器的变压器和整流电路进行缩放和整流。输出电容器对整流的交流电流进行滤波并输出直流电压。
在LLC转换器的次级侧上的同步整流器(SR)开关通常在输出电压未被调节的轻负载条件期间被关断，并因此用作二极管整流器。采用这种方法简化PWM(脉冲宽度调制)模式生成，避免反向功率流动并降低硬换向的可能性，但由于内置FET(场效应晶体管)二极管损耗较高而降低了可实现的效率。
用于LLC转换器的初级侧上的桥式开关器件的常见驱动方案使用了自举电容器。然而，为了应用恰当的PWM模式，自举电容器必须先被充电。这不仅适用于转换器启动，而且适用于轻负载条件下的突发模式操作，因为关断时间可足够长以对自举电容器放电。
典型地，将几个切换周期的大脉冲施加到低侧桥式开关器件，以将自举电容器充电到足以允许稍后对高侧桥式开关器件进行适当的PWM操作的电平。然而，在分离电容器设计的情况下，与串联连接的分离电容器并联存在的钳位二极管会导致分离电容器电压不平衡。具体地，低侧电容器被完全放电。
由于谐振电容器电压的不平衡，谐振电流在PWM改变之前不改变极性。因此，发生硬换向，其可能破坏初级侧上的桥式开关器件。此外，次级侧SR开关器件中的电压应力增加，这会损坏SR开关器件。
一种常规技术涉及使用不对称PWM，其占空比不同于50％。在这种情况下，第一个PWM脉冲呈现一个减小的占空比以确保谐振电流的极性改变。在突发模式期间，可以应用相同的模式来恢复操作。如果存在钳位二极管，则谐振电容器电压的不平衡可能需要占空比不同于50％的一个以上的PWM脉冲，从而使控制器序列复杂化。
更复杂的传统技术涉及使用谐振电流信息来施加在该电流的过零点与PWM变化之间的时间延迟。该序列完全避免了初级侧的桥式开关器件的硬换向。然而，对于适当的行为需要进行谐振电流检测。此外，时间对于避免电路中的电流应力至关重要。
上述传统技术的一个缺点在于，LLC转换器的次级侧上的SR开关器件在某些负载条件下关断。这导致即使在轻负载操作下效率也较低，取决于在突发模式操作期间施加的切换频率，效率可能进一步降低。在突发模式下，LLC转换器关断，然后再次启动。LLC转换器的输出电压在突发模式下增加，直到转换器再次关断，此时输出电压开始下降。通常，当LLC转换器关断时，LLC转换器的初级侧和次级侧上的所有开关器件被关断(即，不切换)。由于电流较小，次级侧开关已关断。当输出电压上升到一定电平时，初级侧开关器件也会关断。当输出电压下降到一定电平(在轻负载条件下)时，初级侧开关器件在突发模式下再次导通，而次级侧开关器件由于轻负载条件而保持关断。上述传统技术还存在以下问题：将次级侧上的SR开关器件用作二极管会改变LLC转换器的增益行为。这种增益变化可能导致更多的突发模式操作，这增加了开关器件中硬换向和附加应力的风险。
发明内容
根据操作LLC转换器的方法的实施方式，所述LLC转换器包含：初级侧，其具有在公共节点处耦接到LLC振荡电路的功率开关器件；次级侧，其具有同步整流器开关器件；以及将初级侧耦接到次级侧的变压器，所述方法包括：在第一操作模式中，以所计算的频率来切换所述功率开关器件和所述同步整流器开关器件以调节所述LLC转换器的输出电压；以及在输出电压未被调节的轻负载条件期间的第二操作模式中，切换功率开关器件直到输出电压上升到第一电平，并且然后关断功率开关器件直到输出电压下降到低于第一电平的第二电平，并且不管输出电压的状态如何都连续地切换同步整流器开关器件。
根据LLC转换器的实施方式，LLC转换器包括：初级侧，其具有在公共节点处耦接到LLC振荡电路的功率开关器件；次级侧，其具有同步整流器开关器件；将初级侧耦接到次级侧的变压器；以及控制器。在第一操作模式中，控制器可操作为以所计算的频率来切换功率开关器件和同步整流器开关器件以调节LLC转换器的输出电压。在输出电压未被调节的轻负载条件期间的第二操作模式中，控制器可操作为切换功率开关器件直到输出电压上升到第一电平，并且然后关断功率开关器件直到输出电压下降到低于第一电平的第二电平，并且不管输出电压的状态如何均连续地切换同步整流器开关器件。
根据用于LLC转换器的控制器的实施方式，该LLC转换器包含：初级侧，其具有耦接到公共节点处的LLC振荡电路的功率开关器件的；次级侧，其具有同步整流器开关器件；以及将初级侧耦接到次级侧的变压器，所述控制器包括数字电路，所述数字电路可操作为：在第一操作模式中，计算用于切换所述功率开关器件和所述同步整流器开关器件以调节所述LLC转换器的输出电压的频率；以及在输出电压未被调节的轻负载条件期间的第二操作模式中，生成如下信号：用于切换功率开关器件直到输出电压上升到第一电平，并且然后关断功率开关器件直到输出电压下降到低于第一电平的第二电平，并且不管输出电压的状态如何均连续地切换同步整流器开关器件。
本领域的技术人员在阅读下面的详细描述和查看附图时将认识到附加特征和优点。
附图说明
附图的元素不一定相对于彼此按比例缩放。相同的附图标记表示相应的类似部分。各种所示实施方式的特征可以被组合，除非它们彼此排斥。实施方式在附图中示出并且在下面的描述中详细描述。
图1示出了支持突发模式操作的LLC转换器的实施方式的框图。
图2A和图2B示出了具有半桥配置的LLC转换器以及在突发模式操作的不同阶段期间LLC转换器中的电流流动路径的各个电路图。
图3示出了用于具有半桥配置并支持突发模式操作的LLC转换器的初级侧驱动器电路和对应的自举电容器的示意图。
图4示出了具有固定频率中断的支持突发模式操作的LLC转换器的正常控制回路的实施方式的流程图。
图5示出了LLC转换器的突发模式控制回路的实施方式的流程图。
图6示出了当LLC转换器退出正常操作模式并进入突发模式时用于控制LLC转换器的初级侧半桥开关器件和次级侧同步整流器开关器件的PWM信号。
图7示出了当LLC转换器退出突发模式并进入正常操作模式时用于控制LLC转换器的初级侧半桥开关器件和次级侧同步整流器开关器件的PWM信号。
图8示出了包括PFC电路和支持突发模式操作的LLC转换器的电源的实施方式的框图。
具体实施方式
本文描述的实施方式在轻负载条件期间在突发操作模式下保持LLC转换器的次级侧上的同步整流器(SR)开关器件导通，而初级侧上的(半或全)桥开关器件关断。在一些实施方式中，在突发模式操作期间SR开关器件保持最大操作频率。
图1示出了LLC转换器的实施方式。LLC转换器包括：初级侧，其具有开关(半或全)桥100，该开关桥100包括在公共节点处耦接到LLC振荡电路102的功率开关器件；以及次级侧，其具有包括同步整流器(SR)开关器件的整流器电路104。LLC转换器的变压器106将初级侧耦接到次级侧。
初级侧将DC电压(Vin)转换为低谐波含量的交流电压。更具体地，开关桥100产生施加到LLC振荡电路102的方波电压，LLC振荡电路102有效地参与确定输入-输出功率流。可以通过改变方波电压的频率、占空比或两者，或者通过诸如相移控制等特殊控制方案，经由开关桥100来控制功率流。LLC振荡电路102被调谐到方波的基波分量，并且对高次谐波几乎不作响应，因此其电压和/或电流基本上是正弦波或分段正弦波。通过相应地控制开关桥100的功率开关器件，能量经由变压器106从初级侧转移到次级侧。控制次级侧上的整流器电路104以对来自初级侧的交流输出进行整流，然后通过滤波电路108对其进行滤波以向负载提供DC功率(Vout/Iout)。负载在图1中由电阻器Ro示意性表示。
LLC转换器还包括用于控制初级侧和次级侧开关器件的切换的控制器110。控制器110可以是微控制器、FPGA(现场可编程门阵列)、片上***设备或能够实现本文描述的控制技术的任何其他电子设备。
在正常负载条件期间的第一操作模式中，控制器110以计算的频率切换初级侧的功率开关器件和次级侧的SR开关器件，以调节LLC转换器的输出电压Vout。
在负载电流需求相对较低(与正常负载条件相比)并且LLC转换器的输出电压Vout未被调节的轻负载条件期间的第二操作模式中，控制器110切换初级侧上的功率开关器件直到输出电压Vout上升到第一电平，并且然后关断初级侧上的功率开关器件直到输出电压Vout下降到低于第一电平的第二电平。不管第二操作模式中的输出电压Vout的状态如何，控制器110都连续地切换次级侧上的SR开关器件。
第二操作模式通常被称为突发模式，并且在该操作模式期间通常保持SR开关器件的最大切换频率。然而，对于本文中描述的所提出的突发模式实现，次级侧上的SR开关器件可以以任何频率进行切换。SR开关器件的切换频率在突发模式中可以是固定的或可变的。优选地，SR开关器件在突发模式下以最大切换频率(Fsw_max)进行切换，以确保安全操作和更容易的控制实现。当正常操作模式下开始下一个突发循环时，在突发模式下以最大切换频率切换SR开关器件同样实现安全操作，并且由控制器110简单地实现。
然而，如上所述，次级侧上的SR开关器件在突发模式期间可以以任何合适的频率进行切换，并且该频率可以是固定的或可变的。控制器110确保SR开关器件的切换频率在突发模式下不降低到LLC转换器的谐振频率以下。如果SR开关器件的切换频率保持在LLC转换器的谐振频率以上，则避免电容模式问题进而避免换向问题。通常，控制器110将SR开关器件的切换频率保持在LLC谐振频率以上，高达突发模式中的最大切换频率。
图2A和图2B示出了所提出的用于初级侧上的开关桥100的突发模式实现，该开关桥100具有以下半桥配置：包括在开关节点VSW处耦接到低侧功率开关Q2的高侧功率开关Q1。次级侧上的SR开关器件SR1、SR2可以以全波整流器配置、桥式整流器配置或中心抽头配置的方式连接至次级绕组WS变压器106。开关桥100的全桥版本的扩展是简单的，在这方面不再提供进一步的描述。
LLC振荡电路102由耦接在开关桥100和变压器106的初级绕组WP之间的谐振电容器Cr和两个电感器Lr和Lm形成。由于LLC振荡电路102包括三个无源(reactive)元件(Cr、Lr和Lm)，所以存在与LLC振荡电路102相关联的两个谐振频率。一个谐振频率与变压器次级绕组WS的导通状况有关。另一个谐振频率与变压器次级绕组WS断开的状况有关。在一个实施方式中，谐振电容器Cr被实现为与开关桥100的功率开关器件Q1和Q2并联连接的一对串联连接的分离电容器Cr/2，如图2A和图2B所示。一对串联连接的二极管D1、D2可以与一对串联连接的分离电容器Cr/2并联耦接，以限制电流。
图2A示出了SR开关器件SR1接通(导通)然后关断，而SR开关器件SR2关断(不导通)的突发模式的部分。在图2A中示出了在SR开关器件SR1的两种状态期间在LLC转换器的初级侧和次级侧中流动的相应电流。
图2B示出了SR开关器件SR2接通(导通)然后关断，而SR开关器件SR1关断(不导通)的突发模式的部分。在图2B中示出了在SR开关器件SR2的两种状态期间在LLC转换器的初级侧和次级侧中流动的相应电流。
如上所述，不管在突发模式中的输出电压Vout的状态如何，控制器110(为了便于说明在图2A和图2B中未示出)都连续地切换在次级侧上的SR开关器件SR1和SR2。控制器110切换在初级侧上的功率开关器件Q1和Q2，直到输出电压Vout上升到第一电平，并且然后关断Q1和Q2，直到输出电压Vout下降到低于第一电平的第二电平。在图2A和图2B中，初级侧功率开关器件Q1和Q2关断。
在图2A中，当SR开关器件SR1导通时，存储在次级侧上的滤波器电路108的输出电容器CO中的能量被用于磁化变压器106。当SR开关器件SR1关断时，变压器106中的磁化电流流过初级侧上的功率开关器件Q1的二极管。在突发模式下SR开关器件SR1的最大切换频率可以保持不变。结果，当正常操作恢复时，在PWM信号再次被施加到初级侧功率开关器件Q1和Q2时，避免了功率开关器件的硬换向。
在图2B中，当SR开关器件SR2导通时，存储在输出电容器CO中的能量被用于磁化变压器106。当SR开关器件SR2关断时，变压器106中的磁化电流流过初级侧上的功率开关器件Q2的二极管。结果，初级侧上的功率开关器件Q1和Q2之间的开关节点Vsw处的电压被钳位，从而确保用于功率开关器件Q1的初级侧驱动器的自举电容器保持充电(为便于说明，在图2A和2B中未示出自举电容器和初级侧驱动器电路)。此外，初级侧上的分离电容器Cr/2保持平衡，因为不需要充电脉冲并且磁化电流交替地流过两个分离电容器Cr/2。在突发模式期间可以保持SR开关器件SR2的最大切换频率，以在正常操作恢复时避免初级侧上的功率开关器件的硬换向。
图3更详细地示出了初级侧驱动器电路和对应的自举电容器。初级侧驱动器电路包括用于响应于由LLC控制器110生成的对应PWM信号(PWMHS、PWMLS)来驱动开关桥100的功率开关器件Q1和Q2的相应栅极的高侧驱动器电路200和低侧驱动器电路202。初级侧驱动器电路还包括用于确保功率开关器件Q1和Q2的适当偏置的偏置部件RX1-RX4以及用于为驱动器电路200、202供电的驱动器电源Vdrv。连接至高侧驱动器电路200的自举电容器Cbs_HS经过自举二极管Dbs和电阻器Rbs由驱动器电源Vdrv充电。连接至低侧驱动器电路202的电容器CLS直接连接至驱动器电源Vdrv。
理想情况下，高侧自举电容器Cbs_HS应该保持被充电，否则高侧功率开关器件Q1在返回到正常操作模式时不能适当地导通。开关节点Vsw处的电压在突发模式下被钳位。当低侧功率开关器件Q2导通时，开关节点Vsw处的电压为零伏；并且当高侧功率开关器件Q1导通时，开关节点Vsw处的电压为Vin。本文使用的术语“钳位”意味着开关节点Vsw处的电压不会高于Vin或低于零伏特。当开关节点Vsw变为零伏时，高侧自举电容器Cbs_HS通过低侧功率开关器件Q2的二极管被充电，以在正常操作模式下在下一个突发周期期间提供能量来导通高侧功率开关器件Q1。当低侧开关器件Q2再次导通时，高侧自举电容器Cbs_HS再次充电。图3中的虚线表示当功率开关器件Q1和Q2之间的开关节点Vsw接地时，高侧自举电容器Cbs_HS的充电。
根据本文描述的突发模式实施方式，由于电压受到输出电压Vout或初级侧上的开关节点VSW处的反射钳位电压的限制，所以没有额外的电压应力被施加到LLC转换器的次级侧上的SR开关器件。本文描述的控制技术将突发模式期间的电流限制为变压器磁化电流。此外，当恢复正常操作时，平衡电容器Cr/2和充电驱动方案以及突发模式下的最大频率操作确保在转换回正常操作时该转换没有增加的电流应力。
本文描述的控制技术可以在微控制器中实现。具有ADC(模数转换)和PWM模块的任何其他数字控制设备(诸如FPGA或片上统设备)可用于实现本文所述的控制技术。
图4示出了具有本文描述的频率中断固定的正常控制回路的实施方式的流程图的示例。流程图被简化以突出突发模式的实现。在图4中，控制回路进入中断例程(框300)。在正常控制模式下，每个切换周期具有由控制器110基于测量的输出电压Vout所确定的可变切换频率(Fsw)(框302)。输出电压(Vout)信息被用于控制器110的电压回路中，在一个实施方式中该电压回路是PI(比例-积分)控制回路，其计算调节输出电压Vout所需的频率(框304)。该信息与输出电压信息一起被控制器110用来决定是否进入突发模式(框306)。也就是说，控制器110使用操作频率和输出电压的组合来确定何时进入突发模式并返回到正常控制模式(框306)。在突发模式完成之后，控制回路从中断例程返回(框308)。在中断期间，在中断开始(框300)与中断结束(框308)之间的序列(框302至框306)以固定频率重复。
图5示出了由控制器110实现的突发模式控制算法的实现的流程图的示例。在进入突发模式时(框400)，如果控制器110需要最大切换频率(Fsw_max)并且输出电压Vout超过限定值(Burst_threshold)，则控制器110实现所提出的本文描述的突发模式(框402)。在突发模式开始时，施加到LLC转换器的初级侧上的开关(半或全)桥的PWM信号被设置为零，从而关断初级侧上的功率开关器件(框404)。如前所述，控制器110还将次级侧上的SR开关器件的切换频率固定至最大频率Fsw_max(框406)，以将次级侧SR开关器件置于突发状态(框408)。在突发模式结束时，控制器110返回到中断例程(框410)。
通常触发突发模式操作时，LLC转换器的状态改变为突发模式。在这种状态下，初级侧PWM控制保持关断，其中在次级侧上的SR开关器件上施加最大(或其他)切换频率，直到输出电压Vout降低至该应用的目标电压。此时，最大(或其他)切换频率被施加到初级侧功率(半桥或全桥)开关器件和次级侧SR开关器件两者。LLC转换器的状态变回至在正常模式下的运行状态，并且控制算法等待可能的新的突发模式触发。
图6示出了当LLC转换器退出正常操作模式并且进入突发模式时施加到图2A和图2B中所示的初级侧半桥开关器件Q1和Q2以及次级侧SR开关器件SR1和SR2的栅极的PWM信号。
图7示出了当LLC转换器退出突发模式并返回到正常操作模式时施加到图2A和图2B中所示的初级侧半桥开关器件Q1和Q2以及次级侧SR开关器件SR1和SR2的栅极的PWM信号。
在图6和图7中，标记为“VGS_SR_HS”的信号表示施加到图2A和图2B中的SR开关器件SR1的栅极的PWM信号。标记为“VGS_SR_LS”的信号表示施加到图2A和图2B中的SR开关器件SR2的栅极的PWM信号。标记为“VGSQ1”的信号表示施加到图2A和图2B中的初级侧半桥开关器件Q1的栅极的PWM信号。标记为“VGSQ2”的信号表示施加到图2A和图2B中的初级侧半桥开关器件Q2的栅极的PWM信号。当LLC控制器110进入突发模式时，初级侧PWM信号VGSQ1和VGSQ2保持关断，其中最大(或其他)切换频率施加到次级侧PWM信号VGS_SR_HS和VGS_SR_LS，直到输出电压Vout降低到该应用的目标电压。
图8示出了电源的实施方式，电源包括例如前文描述的类型的LLC转换器500、耦接到储能电容器(bulk capacitor)C1的PFC(功率因数校正)电路502、以及耦接在PFC电路502和与AC输入源Vac并联的输入电容器Cin之间的二极管桥式整流器504。储能电容器C1耦接PFC电路502和LLC转换器500。PFC电路502包括电感器L1、二极管D1、电容器C1和开关器件S1。PFC电路502的操作由PFC控制器506控制，PFC控制器506通过光耦合器508与LLC控制器110通信。PFC控制器506可以感测输入电容器Cin两端的AC(输入)电压(“Vin sense”)、在感测电阻器Rsen1中流动的经整流的输入电流(“Iin sense”)和在储能电容器C1两端的DC电压(“Vdc sense”)。PFC控制器506还生成用于控制PFC电路502的开关器件S1的PWM信号(“PWM Gate”)。
LLC转换器的初级侧被配置成半桥配置，例如，如前文结合图2A和图2B所描述的，其中功率开关器件S2是开关半桥的低侧开关并且功率开关器件S3是高侧开关。LLC控制器110生成用于控制初级侧功率开关器件S2和S3的各个PWM信号(“PWM LS”和“PWM HS”)。这些PWM信号经由光耦合器或类似电路508传送到LLC转换器的初级侧。LLC控制器110还生成用于控制次级侧SR开关器件SR1和SR2的相应PWM信号(“SYNC1”和“SYNC2”)并且生成用于控制连接在输出电容器Co和LLC转换器的输出之间的开关器件S4的另一PWM信号(“Oring”)。LLC控制器110实现本文描述的突发模式特征。LLC控制器110可以感测LLC转换器的输出处的电压(“Vout sense”)、输出电容器Co两端的电压(“Voring sense”)以及流入感测电阻器Rsen2的输出电流(“Iout sense”)，以帮助全面控制LLC转换器，包括决定何时进入和退出突发模式。
诸如“第一”，“第二”等术语被用于描述各种元件、区域、部分等，并且也不旨在是限制性的。在整个说明书中相似的术语指代相同的元件。
如本文所使用的术语“具有”、“包含”、“包括”、“含有”等是开放式术语，其指示存在所述元素或特征，但不排除附加元素或特征。冠词“一个”(a)、“一个(an)”和“该(the)”旨在包括复数以及单数形式，除非上下文另有明确指示。
应该理解，除非另外特别指出，否则本文所述的各种实施方式的特征可以彼此组合。
虽然本文已经说明和描述了特定实施方式，但是本领域普通技术人员应该理解，在不脱离本发明的范围的情况下，各种替代和/或等同实现可以替代所示和所述的具体实施方式。本申请旨在覆盖本文讨论的具体实施方式的任何修改或变型。因此，意图是本发明仅由权利要求及其等同方案限制。

Claims (20)

1.一种操作LLC转换器的方法，所述LLC转换器包含：初级侧，所述初级侧具有在公共节点处耦接到LLC振荡电路的功率开关器件；次级侧，所述次级侧具有同步整流器开关器件；以及将所述初级侧耦接到所述次级侧的变压器，所述方法包括：
在第一操作模式中，以所计算的频率切换所述功率开关器件和所述同步整流器开关器件以调节所述LLC转换器的输出电压；以及
在输出电压未被调节的轻负载条件期间的第二操作模式中，切换所述功率开关器件直到所述输出电压上升到第一电平，并且然后关断所述功率开关器件直到所述输出电压下降到低于所述第一电平的第二电平，并且不管所述输出电压的状态如何都连续地切换所述同步整流器开关器件。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述第二操作模式中，不管所述输出电压的状态如何均以固定频率连续地切换所述同步整流器开关器件。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述第二操作模式中：
所述功率开关器件以最大切换频率被切换，直到所述输出电压上升到所述第一电平，并且然后被关断直到所述输出电压下降到所述第二电平；以及
不管所述输出电压的状态如何均以所述最大切换频率连续地切换所述同步整流器开关器件。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述第二操作模式中：
所述功率开关器件以最大切换频率被切换，直到所述输出电压上升到所述第一电平，并且然后被关断直到所述输出电压下降到所述第二电平；以及
不管所述输出电压的状态如何均以在所述LLC转换器的谐振频率以上的、最高达所述最大切换频率的频率来连续地切换所述同步整流器开关器件。
5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述初级侧上的功率开关器件以半桥或全桥配置被连接至所述LLC振荡电路，并且其中，所述次级侧上的同步整流器开关器件以全波整流器配置、桥式整流器配置或中心抽头配置被连接至所述变压器。
6.一种LLC转换器，包括：
初级侧，具有在公共节点处耦接到LLC振荡电路的功率开关器件；
次级侧，具有同步整流器开关器件；
变压器，将所述初级侧耦接到所述次级侧；以及
控制器，能够操作为：
在第一操作模式中，以所计算的频率切换所述功率开关器件和所述同步整流器开关器件以调节所述LLC转换器的输出电压；以及
在所述输出电压未被调节的轻负载条件期间的第二操作模式中，切换所述功率开关器件直到所述输出电压上升到第一电平，并且然后关断所述功率开关器件直到所述输出电压下降到低于所述第一电平的第二电平，并且不管所述输出电压的状态如何均连续地切换所述同步整流器开关器件。
7.根据权利要求6所述的LLC转换器，其中，在所述第二操作模式中，不管所述输出电压的状态如何，所述控制器能够操作为以固定频率连续地切换所述同步整流器开关器件。
8.根据权利要求6所述的LLC转换器，其中，在所述第二操作模式中，所述控制器能够操作为以最大切换频率切换所述功率开关器件，直到所述输出电压上升到所述第一电平，并且然后关断所述功率开关器件直到所述输出电压下降到所述第二电平，并且其中，在所述第二操作模式中，不管所述输出电压的状态如何，所述控制器能够操作为以所述最大切换频率连续地切换所述同步整流器开关器件。
9.根据权利要求6所述的LLC转换器，其中，在所述第二操作模式中，所述控制器能够操作为以最大切换频率切换所述功率开关器件，直到所述输出电压上升到所述第一电平，并且然后关断所述功率开关器件直到所述输出电压下降到所述第二电平，并且其中，在所述第二操作模式中，不管所述输出电压的状态如何，所述控制器能够操作为以在所述LLC转换器的谐振频率以上的、最高达所述最大切换频率的频率来连续地切换所述同步整流器开关器件。
10.根据权利要求6所述的LLC转换器，其中，所述初级侧上的功率开关器件以半桥或全桥配置被连接至所述LLC振荡电路，并且其中，所述次级侧上的同步整流器开关器件以全波整流器配置、桥式整流器配置或中心抽头配置被连接至所述变压器。
11.根据权利要求10所述的LLC转换器，其中，所述功率开关器件包括耦接在输入电压端子和所述公共节点之间的高侧开关器件和耦接在所述公共节点和接地端之间的低侧开关器件。
12.根据权利要求11所述的LLC转换器，其中，所述高侧开关器件被配置成当在所述第二操作模式中所述高侧开关器件被关断时，将所述公共节点钳位在所述输入电压端子的电位，并且其中，所述低侧开关器件被配置成当在所述第二操作模式中所述低侧开关器件被关断时，将所述公共节点钳位在地电位。
13.根据权利要求11所述的LLC转换器，还包括：被配置成驱动所述高侧开关器件的栅极的第一驱动器电路和被配置成驱动所述低侧开关器件的栅极的第二驱动器电路，其中，所述第一驱动器电路包括自举电容器，所述自举电容器耦接到所述公共节点且被配置成在所述第一操作模式中的新切换周期的起始处向所述高侧开关器件提供能量，并且其中，所述低侧开关器件包括二极管，所述二极管被配置成当在所述第二操作模式中所述公共节点被钳位到地电位时，将所述自举带电容器耦接到驱动器供电端子，以对所述自举电容器充电。
14.根据权利要求10所述的LLC转换器，其中，所述初级侧包括与具有所述半桥配置的功率开关器件并联连接的一对串联连接的分离电容器以及与所述一对串联连接的分离电容器并联的一对串联连接的钳位二极管。
15.一种电源，包括权利要求6至14中任一项所述的LLC转换器、功率因数校正PFC电路、耦接在所述PFC电路和AC输入源之间的二极管桥式整流器，以及将所述PFC电路耦接到所述LLC转换器的储能电容器。
16.一种用于LLC转换器的控制器，所述LLC转换器包含：初级侧，所述初级侧具有在公共节点处耦接到LLC振荡电路的功率开关器件；次级侧，所述次级侧具有同步整流器开关器件；以及将所述初级侧耦接到所述次级侧的变压器，所述控制器包括数字电路，所述数字电路能够操作为：
在第一操作模式中，计算用于切换所述功率开关器件和所述同步整流器开关器件以调节所述LLC转换器的输出电压的频率；以及
在所述输出电压未被调节的轻负载条件期间的第二操作模式中，生成如下信号：用于切换所述功率开关器件直到所述输出电压上升到第一电平并且然后关断所述功率开关器件直到所述输出电压下降到低于所述第一电平的第二电平，以及用于不管所述输出电压的状态如何均连续地切换所述同步整流器开关器件。
17.根据权利要求16所述的控制器，其中，在所述第二操作模式中，所述数字电路能够操作为生成以下信号：用于不管所述输出电压的状态如何均以固定频率连续地切换所述同步整流器开关器件。
18.根据权利要求16所述的控制器，其中，在所述第二操作模式中，所述数字电路能够操作为生成如下信号：用于以最大切换频率切换所述功率开关器件直到所述输出电压上升到所述第一电平，并且然后关断所述功率开关器件直到所述输出电压下降到所述第二电平，以及用于不管所述输出电压的状态如何均以所述最大切换频率连续地切换所述同步整流器开关器件。
19.根据权利要求16所述的控制器，其中，在所述第二操作模式中，所述数字电路能够操作为生成如下信号：用于以最大切换频率切换所述功率开关器件直到所述输出电压上升到所述第一电平并且然后关断所述功率开关器件直到所述输出电压下降到所述第二电平，以及用于不管所述输出电压的状态如何均以在所述LLC转换器的谐振频率以上的、最高达所述最大切换频率的频率来连续地切换所述同步整流器开关器件。
20.根据权利要求16所述的控制器，其中，所述数字电路包括PI控制器。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110941322A (zh) * 2019-12-06 2020-03-31 苏州浪潮智能科技有限公司 一种优化服务器电源的方法及***
CN111211696A (zh) * 2020-01-17 2020-05-29 毛昭祺 谐振电路的控制方法、装置、电子设备

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111033995B (zh) * 2018-02-08 2023-04-04 富士电机株式会社 谐振型转换器的突发脉冲控制装置及突发脉冲控制方法
JP7200727B2 (ja) 2019-02-14 2023-01-10 富士電機株式会社 スイッチング電源の制御装置
TWI747535B (zh) * 2020-09-30 2021-11-21 台達電子工業股份有限公司 Llc諧振轉換器、控制單元及其控制方法
CN113394985B (zh) * 2021-07-21 2022-08-23 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路、谐振变换器及集成电路控制芯片
CN116488468A (zh) * 2022-01-14 2023-07-25 台达电子工业股份有限公司 桥式转换器及其控制方法
US11658581B1 (en) * 2022-02-15 2023-05-23 Acbel Polytech Inc. Power converter with adjustable output voltage

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090108908A1 (en) * 2007-10-24 2009-04-30 Fuji Electric Device Technology Co., Ltd. Bootstrap circuit and step-down converter using same
US20110260707A1 (en) * 2010-04-23 2011-10-27 Mitsubishi Electric Corporation Power semiconductor device
EP2566028A1 (de) * 2011-09-05 2013-03-06 RRC power solutions GmbH Schaltungsanordnung und Verfahren zur induktiven Energieübertragung
CN103229403A (zh) * 2010-12-02 2013-07-31 株式会社村田制作所 开关电源电路
CN104935171A (zh) * 2014-03-17 2015-09-23 半导体元件工业有限责任公司 用于谐振转换器的专用跳频模式的方法和设备

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6466462B2 (en) 2000-10-31 2002-10-15 Yokogawa Electric Corporation DC/DC converter having a control circuit to reduce losses at light loads
DE102014113442A1 (de) 2013-09-18 2015-03-19 Infineon Technologies Ag System und Verfahren für einen Schaltertreiber

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090108908A1 (en) * 2007-10-24 2009-04-30 Fuji Electric Device Technology Co., Ltd. Bootstrap circuit and step-down converter using same
US20110260707A1 (en) * 2010-04-23 2011-10-27 Mitsubishi Electric Corporation Power semiconductor device
CN103229403A (zh) * 2010-12-02 2013-07-31 株式会社村田制作所 开关电源电路
EP2566028A1 (de) * 2011-09-05 2013-03-06 RRC power solutions GmbH Schaltungsanordnung und Verfahren zur induktiven Energieübertragung
CN104935171A (zh) * 2014-03-17 2015-09-23 半导体元件工业有限责任公司 用于谐振转换器的专用跳频模式的方法和设备

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110941322A (zh) * 2019-12-06 2020-03-31 苏州浪潮智能科技有限公司 一种优化服务器电源的方法及***
CN111211696A (zh) * 2020-01-17 2020-05-29 毛昭祺 谐振电路的控制方法、装置、电子设备

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