CN105515488A - 一种基于自适应滤波器同步电机低速段无传感器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于自适应滤波器同步电机低速段无传感器控制方法，包括以下步骤：在估计的两相旋转坐标系的直轴上注入高频电压信号；利用自适应带通滤波器提取出与注入高频电压频率对应的两相旋转坐标系下的高频电流信号；利用提取得到的交直轴高频电流分量信号结合三角函数关系计算得到的两相旋转坐标系下高频电流矢量角与直轴间夹角的正弦值；利用求得的电流矢量角结合锁相环估计算法计算出电机转速与转子位置。本发明中的滤波器通带带宽可调，大幅增强低频衰减性，有效滤除高频电流信号中的直流分量，解决高频电流中存在直流偏置的问题，提高了估算精度；整体方案简化了信号处理流程和转速估计器的参数设计过程，提高了控制***的动态性能。

Description

一种基于自适应滤波器同步电机低速段无传感器控制方法

技术领域

本发明涉及一种基于自适应滤波器同步电机低速段无传感器控制方法，具体是一种利用自适应带通滤波器提取高频电流信号，结合转速位置估计算法实现永磁同步电机低速段无传感器控制的方法，属于永磁同步电机控制技术领域。

背景技术

永磁同步电机无传感器控制是指省去获取电机转子位置信息的机械传感器，而保留在转矩控制中同样需要的电流传感器，通过对包含转子位置信息的电气量的计算或观测，估计电机转子的转速和位置，从而实现电机电流和转速的闭环控制。在电机的中高速段，由于包含转子位置信息的反电动势项幅值相对较大、信噪比较高，因此可以不进行信号的注入，而是通过对电机正常运行时相关物理量的测量与观测估计出电机转子的转速和位置。常见的方法包括：扩展卡尔曼滤波器法、干扰观测器法、滑模观测器等。但是在电机的低速段，由于反电动势项幅值较小，信噪比较小，上述观测器方法的控制精度急剧降低。因此有必要通过在电机正常运行激励信号的基础上，叠加高频电压或电流信号。注入的高频信号在频段上与基频信号有较大的区分，电机的高频激励模型可以在很大程度上得到简化，可以看作是带感性负载的电压模型。通过对电机高频激励模型的分析，可以得到与电感值相对应的包含转子位置信息的物理量，并结合相应的信号处理算法完成对转子位置和转速的估计。基于高频注入的无传感器控制方法主要有旋转高频电压注入法和脉振高频电压注入法。

现有脉振高频电压注入法的估算流程如图2所示。该方法在估计的两相旋转坐标系的直轴上注入脉振的高频电压。理想情况下，估计的坐标系与实际坐标系完全重合，从电流解耦的角度出发，在直轴上注入的高频电压所产生的高频电流不会在交轴上有所贡献；反之，估计坐标系与实际坐标系有空间角度上的估计误差，则会在交轴上提取到高频电流信号。在利用带通滤波器提取出高频电流信号之后，结合相应的信号调制方法可以得到反应估计误差大小的高频电流信号的幅值，通过类PI调节器式的转速估计器得到转子转速与位置信息。这类高频注入法对高频电流信号的调制过程要求很高，低通滤波器截止频率的选取直接影响***的控制精度和动态性能。同时，转速估计器的参数设计过程相对复杂，估计器性能受到电气参数值变化的影响较大。

发明内容

针对上述现有技术存在的问题，本发明提供一种基于自适应滤波器同步电机低速段无传感器控制方法，本控制方法能够简化控制***结构与参数设计过程，提高无传感器控制***的动态性能。

为了实现上述目的，本基于自适应滤波器同步电机低速段无传感器控制方法包括以下具体步骤：

(a)高频电压信号注入：在估计的两相旋转坐标系的直轴上注入高频电压信号；

(b)高频电流信号提取：利用自适应带通滤波器提取出与注入高频电压频率对应的两相旋转坐标系下的交直轴高频电流分量信号；

(c)高频电流矢量角度计算：利用提取得到的交直轴高频电流分量信号结合三角函数关系计算得到的两相旋转坐标系下高频电流矢量角与直轴间夹角的正弦值；所述交直轴高频电流是利用设计的自适应带通滤波器从交直轴电流中提取得到的。

(d)转速位置估计算法：利用求得的电流矢量角结合锁相环估计算法计算出电机转速与转子位置。

进一步，所述步骤(b)中自适应带通滤波器的参考输入具有直流分量。用以增加滤波器的低频衰减。

进一步，所述步骤(d)中锁相环估计算法的输入量为交直轴高频电流分量结合三角函数关系计算得到的高频电流矢量角的正弦值。

进一步，所述同步电机低速段无传感器控制方法采用的是具有空间物理凸极性的内嵌式永磁同步电机。

与现有技术相比，本发明的控制方法具有以下有益效果：

1、本发明的实施对象为采用矢量控制的内嵌式永磁同步电机驱动***，所述无传感器控制方法替代传统的光电编码器和位置传感器，提供电机矢量控制所需的电机转子位置信号，和转速闭环控制所需的电机转子转速信号。为在电机低速段提取出与转子位置相关的电机凸极信息，采用脉振高频电压注入信号，即在估计的两相旋转坐标系的直轴上注入频率为1kHz的正弦高频电压信号。

2、利用带通滤波器从两相旋转坐标系的交直轴中分别提取出与注入高频电压信号对应的1kHz高频电流信号。所述带通滤波器为自适应带通滤波器，自适应算法采用最小均方算法(LMS)，带通滤波器的中心频率为参考正弦信号的频率，通带带宽与更新步长成正比。为进一步消减采样电流中直流分量的影响，对自适应带通滤波器的结构进行了改进，加入了直流通路，增强了滤波器的低频衰减能力，该特点与本方案中对高频电流信号质量的高要求相契合，提高了***的控制精度。

3、利用得到的交直轴高频电流信号结合三角函数关系得到高频电流矢量在两相旋转坐标系下与直轴夹角的正弦值。由于高频电流矢量在估计的直轴上脉振，因此在计算夹角正弦值时应考虑直轴电流的符号。

4、电机转速位置估计采用锁相环式的转速估计器。该转速估计器的输入为误差角的正弦值或相关量。由于本方案中直接计算出了电流矢量角在两相旋转坐标系下与直轴夹角的正弦值作为转速估计器的输入，因此在参数设计时只需设计与估计器带宽相关的参数ρ，即可实现一种动态性能确定的转速估计器。

5、本技术方案可在电机启动前的静止状态得到电机的初始位置，再结合双脉冲注入的极性判断方案，可得到电机的初始位置信息，在不依赖霍尔位置传感器的条件下完成电机的启动过程。

综上所述，本发明中的滤波器通带带宽可调，大幅增强了低频衰减性，可很好的滤除高频电流信号中的直流分量，解决了高频电流中存在直流偏置的问题，提高了估算精度，整体方案简化了信号处理流程和转速估计器的参数设计过程，提高了控制***的动态性能。

附图说明

图1是本发明的控制结构原理框图；

图2是现有脉振高频电压注入法的估计流程图；

图3是本发明实施例的转速位置估计流程图；

图4是本发明实施例中的高频电流矢量、实际直轴、估计直轴的空间位置关系图，其中图4(a)和图4(b)分别是估计直轴轴滞后和超前实际直轴d轴的情况；

图5是本发明实施例中为脉振高频电流矢量在估计坐标系下的位置示意图；

图6是本发明实施例中所采用的自适应带通滤波器示意图；

图7是本发明实施例中所采用的自适应带通滤波器的闭环传递函数框图；

图8中(a)是现有自适应带通滤波器的波特图，(b)是本发明实施例中所采用的自适应带通滤波器的波特图；

图9是本发明实施例中内嵌式永磁同步电机无传感器控制的实验效果图。

具体实施方式

下面结合具体实施例及附图对本发明做进一步说明。

本基于自适应滤波器同步电机低速段无传感器控制方法包括以下具体步骤：

(a)高频电压信号注入：在估计的两相旋转坐标系的直轴上注入高频电压信号；

(b)高频电流信号提取：利用自适应带通滤波器提取出与注入高频电压频率对应的两相旋转坐标系下的交直轴高频电流分量信号；

(c)高频电流矢量角度计算：利用提取得到的交直轴高频电流分量信号结合三角函数关系计算得到的两相旋转坐标系下高频电流矢量角与直轴间夹角的正弦值；所述交直轴高频电流是利用设计的自适应带通滤波器从交直轴电流中提取得到的。

(d)转速位置估计算法：利用求得的电流矢量角结合锁相环估计算法计算出电机转速与转子位置。

所述步骤(b)中自适应带通滤波器的参考输入具有直流分量。用以增加滤波器的低频衰减。

所述步骤(d)中锁相环估计算法的输入量为交直轴高频电流分量结合三角函数关系计算得到的高频电流矢量角的正弦值。

所述同步电机低速段无传感器控制方法采用的是具有空间物理凸极性的内嵌式永磁同步电机。

具体实施例如下：

如图1所示，基于脉振高频电压注入的永磁同步电机无传感器控制结构框图中，转速位置估计模块替代传统的光电编码器和位置传感器，提供电机矢量控制所需的电机转子位置信号，和转速闭环控制所需的电机转子转速信号。由于在无传感器控制中，真实的转子空间位置未知，参与旋转变换的角度为估算角度，因此各物理量为在估计的两相旋转坐标系下的物理量用上标表示；在静止坐标系下的物理量用上标^(S)表示；估计的电机转子位置和估计的转速由转速位置估计模块给出，旋转因子和表示坐标变换过程。

如图2所示，现有的转速位置估计流程的核心在于得到与估计坐标系和真实坐标系间夹角即估计误差角相关的物理量。图4中展示了高频电流矢量、实际直轴、估计直轴的空间位置关系，其中图4(a)和图4(b)分别是估计直轴轴滞后和超前实际直轴d轴的情况。分别将高频电流矢量偏离d轴与轴的角度定义为与

两者与电压矢量误差角的关系是：

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_i=\widetilde{\mathrm{\θ}}+{\mathrm{\θ}}_i---\left(1\right)$

可以由电机的高频电压模型推导出电机的高频电流矢量在真实坐标系下的表达式为：

${\stackrel{\→}{i_c}}^{\left(R\right)}=\frac{U_c}{{\mathrm{\ω}}_c}{\mathrm{cos\ω}}_{c}t(\frac{1}{L_d}cos\widetilde{\mathrm{\θ}}-j\frac{1}{L_q}\sin \widetilde{\mathrm{\θ}})---\left(2\right)$

其中U_c和ω_c分别是注入的高频电压信号的幅值和频率，L_d和L_q分别是直轴和交轴电感。由表达式(2)可以得到高频电流矢量在真实两相旋转坐标系下与直轴的夹角为：

${\mathrm{\θ}}_i=-atan\left(\frac{L_d}{L_q}tan\widetilde{\mathrm{\θ}}\right)---\left(3\right)$

结合表达式(1)(3)可得高频电流矢量在估计两相旋转坐标系下与直轴的夹角为：

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_i=\widetilde{\mathrm{\θ}}-atan\left(\frac{L_d}{L_q}tan\widetilde{\mathrm{\θ}}\right)---\left(4\right)$

如果令那么有：

$\widetilde{\mathrm{\θ}}=atan\left(\frac{L_d}{L_q}tan\widetilde{\mathrm{\θ}}\right)---\left(5\right)$

对于内嵌式永磁同步电机来说，L_d≠L_q，为满足式(5)成立，只能有所以，如果利用锁相环算法使得则必然有即估计坐标系与真实坐标系趋向于重合。这是本发明中直接求取高频电流矢量在估计坐标系下与直轴夹角的正弦值作为转速位置估计器输入的根据。

图5为脉振高频电流矢量在估计坐标系下的位置示意图。将高频电流矢量分别向估计的轴与轴上投影得到分量与在计算时，由于电流矢量不仅在空间中旋转，同时在电流矢量的方向上脉振，因此在正负半周内的表达式不同，可以通过的正负值来判断：

$sin{\widehat{\mathrm{\θ}}}_i=\frac{i_{c\hat{q}}}{\sqrt{{\left(i_{\hat{d}}\right)}^2+{\left(i_{c\hat{q}}\right)}^2}}sign\left(i_{c\hat{d}}\right)---\left(6\right)$

利用在估计的两相旋转坐标系下提取的高频电流分量结合表达式(6)，可以直接计算出作为锁相环式转速估计器的输入。对比图2所示的现有估计流程，图3所示的本发明的估计流程减少了包括与正弦量相乘和低通滤波在内的信号调制环节，不仅简化了估计流程，同时为转速位置估计器的参数设计提供了便利条件。

本发明的控制精度在很大程度上取决与高频电流信号的提取质量，因此带通滤波器的设计尤为关键。由于高频电流信号叠加在直流分量当中，因此要求带通滤波器在保证通带带宽的前提下，尽可能的加大低频衰减，以减小直流偏置的影响。本发明设计了一种新型的自适应带通滤波器，在保持现有自适应带通滤波器通带带宽可调的优点的同时，大幅增加低频衰减能力。

如图6所示，本发明中采用的带通滤波器在原有的两路正余弦参考输入的基础上，加入了直流参考输入，输入表达式为：

x_1,k＝Ccos(kω₀+φ)

x_2,k＝Csin(kω₀+φ)(7)

x_3,k＝1

采用最小均方算法作为自适应算法，各输入对应的权重因子更新过程可以表示为：

w_1,k+1＝w_1,k+2με_kx_1,k

w_2,k+1＝w_2,k+2με_kx_2,k(8)

w_3,k+1＝w_3,k+2με_kx_3,k

其中，μ为更新步长或称学习率，ε_k为误差项或称陷波输出项，带通输出表达式为：

y_k＝w_1,kx_1,k+w_2,kx_2,k(9)

可以推导出新型自适应带通滤波器的闭环传递函数框图如图7所示。

其中，

$\begin{array}{c}{G}_1\left(z\right)=\frac{2{\mathrm{\μC}}^2({\mathrm{zcos\ω}}_0-1)}{z^2-2{\mathrm{zcos\ω}}_0+1}\\ G_2\left(z\right)=\frac{2\mathrm{\μ}}{z-1}\end{array}---\left(10\right)$

可以得到带通传递函数的闭环传递函数为：

$H^{\′}\left(z\right)=\frac{G_1}{1+G_1+G_2}---\left(11\right)$

根据表达式(11)所示的闭环传递函数表达式，可以得到新型带通滤波器的频率特性。图8(a)为现有自适应带通滤波器的波特图，可以看出滤波器的通带带宽与更新步长成正比，与低频衰减程序成反比，足够的通带带宽和较好的低频衰减能力不能同时满足。特别是对于本发明所采用的估计流程，对高频电流信号的要求较高，低频衰减不足带来的直流偏置为影响控制精度。而新型的自适应带通滤波器由于加入了直流输入项，配合自适应算法，在保持现有自适应带通滤波器带宽可调的优点的同时，明显加强了滤波器的低频衰减能力，如图8(b)所示。新型的自适应带通滤波器的特点与改进的估计流程对高频电流信号质量的高要求相契合，提高了***的控制精度。

根据锁相环式转速位置估计算法：

$\begin{array}{c}\stackrel{\·}{\widehat{\mathrm{\ω}}}={\mathrm{\γ}}_1\mathrm{\ϵ}\\ \stackrel{\·}{\widehat{\mathrm{\θ}}}=\widehat{\mathrm{\ω}}+{\mathrm{\γ}}_2\mathrm{\ϵ}\end{array}---\left(12\right)$

其中ε为与位置估计误差相关的物理量，可表示为：

$\mathrm{\ϵ}=Ksin\[m(\mathrm{\θ}-\widehat{\mathrm{\θ}})\]---\left(13\right)$

估计算法参数设计根据式(14)来确定

$\begin{array}{c}{\mathrm{\γ}}_1=\frac{{\mathrm{\ρ}}^2}{mK}\\ {\mathrm{\γ}}_2=\frac{2\mathrm{\ρ}}{mK}\end{array}---\left(14\right)$

在本发明中，由于直接计算出电流矢量角在两相旋转坐标系下与直轴夹角的正弦值作为锁相环式转速估计器的输入，因此在式(14)中m＝1，K＝1。唯一需要确定的参数是与估计器带宽成正比的参数ρ。因此在本发明中，参数的设计过程得到了简化，同时参数的选择与电机的电气参数无关。

图9给出了本发明在永磁同步电机低速段转速位置估计实验效果图。电机在完成初始位置定向的基础上，在1.2s左右通过完成轻载启动，之后在40r/min,100r/min，60r/min，150r/min的各低速区间完成转速的切换。图9分别给出了转速估计、采样电流、位置估计误差的实验效果图。在切换过程的瞬态和切换后的稳态，估计转速可以很好的跟踪实际转速的变化，整个动态过程中，位置估计误差被控制在10°以内。

综上所述，本发明中的滤波器通带带宽可调，大幅增强了低频衰减性，可很好的滤除高频电流信号中的直流分量，解决了高频电流中存在直流偏置的问题，提高了估算精度，整体方案简化了信号处理流程和转速估计器的参数设计过程，提高了控制***的动态性能。

Claims (4)

1.一种基于自适应滤波器同步电机低速段无传感器控制方法，其特征在于，包括以下具体步骤：

(a)高频电压信号注入：在估计的两相旋转坐标系的直轴上注入高频电压信号；

(b)高频电流信号提取：利用自适应带通滤波器提取出与注入高频电压频率对应的两相旋转坐标系下的交直轴高频电流分量信号；

(c)高频电流矢量角度计算：利用提取得到的交直轴高频电流分量信号结合三角函数关系计算得到的两相旋转坐标系下高频电流矢量角与直轴间夹角的正弦值；

(d)转速位置估计算法：利用求得的电流矢量角结合锁相环估计算法计算出电机转速与转子位置。

2.根据权利要求1所述的一种基于自适应滤波器同步电机低速段无传感器控制方法，其特征在于，所述步骤(b)中自适应带通滤波器的参考输入具有直流分量。

3.根据权利要求1所述的一种基于自适应滤波器同步电机低速段无传感器控制方法，其特征在于，所述步骤(d)中锁相环估计算法的输入量为交直轴高频电流分量结合三角函数关系计算得到的高频电流矢量角的正弦值。

4.根据权利要求1所述的一种基于自适应滤波器同步电机低速段无传感器控制方法，其特征在于，所述同步电机低速段无传感器控制方法采用的是具有空间物理凸极性的内嵌式永磁同步电机。