CN105075135B - 用于改进的驱动器电路性能的阻抗变换网络 - Google Patents

用于改进的驱动器电路性能的阻抗变换网络 Download PDF

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Abstract

本发明提供用于减少谐波发射的***、方法和设备。本发明的一个方面提供一种发射器设备。所述发射器设备包含驱动器电路，所述驱动器电路的特征在于效率和功率输出电平。所述驱动器电路进一步包含滤波器电路，所述滤波器电路电连接到所述驱动器电路且经配置以修改发射电路的阻抗，以在所述阻抗处于复数阻抗范围内时将所述驱动器电路的所述效率维持于所述驱动器电路的最大效率的20％内。所述滤波器电路进一步经配置以维持实质上恒定的功率输出电平，而不管所述复数阻抗范围内的电抗性变化。所述滤波器电路进一步经配置以维持所述功率输出电平与所述阻抗范围内的所述电阻性变化之间的实质上线性的关系。

Description

用于改进的驱动器电路性能的阻抗变换网络
技术领域
本发明大体上涉及无线电力。更具体来说，本发明是针对改进驱动在大的电阻性和电抗性范围上变化的负载的发射电路的效率和功率输出。
背景技术
越来越多数目和种类的电子装置经由可再充电电池进行供电。此类装置包含移动电话、便携式音乐播放器、膝上型计算机、桌上型计算机、计算机***装置、通信装置(例如，蓝牙装置)、数码相机、助听器等。虽然电池技术已有所提高，但靠电池供电的电子装置愈加需要和消耗更大量的电力。因此，这些装置一直需要再充电。可再充电装置常常经由需要电缆或其它类似连接器(其物理地连接到电力供应器)的有线连接进行充电。电缆和类似连接器可能有时不方便或较麻烦，且具有其它缺点。能够在自由空间中传递电力以用于对可再充电电子装置进行充电的无线充电***可克服有线充电解决方案的一些缺陷。因此，需要有效地且安全地传送电力以用于对可充电电子装置进行充电的无线充电***和方法。
发明内容
处于所附权利要求的范围内的***、方法和装置的各种实施方案各自具有若干方面，且其中没有单个一者单独地负责本文中所描述的所需属性。在不限制所附权利要求书的范围的情况下，在本文描述一些突出特征。
在附图和以下描述中陈述了本说明书中所描述的标的物的一个或一个以上实施方案的细节。其它特征、方面及优势将从描述、附图以及权利要求书变得显而易见。应注意，下图的相对尺寸可能未按比例绘制。
本发明中所描述的标的物的一个方面提供一种发射器设备。所述发射器设备包含驱动器电路，所述驱动器电路的特征在于效率和功率输出电平。所述驱动器电路电连接到具有阻抗的发射电路。所述发射电路的所述阻抗处于包含电阻性变化和电抗性变化的复数阻抗范围内。所述复数阻抗范围是由最小实数阻抗值、最大实数阻抗、最小虚数阻抗值和最大虚数阻抗值定义。所述最大实数阻抗值对所述最小实数阻抗值的比率为至少2∶1。所述最大虚数阻抗值与所述最小虚数阻抗值之间的差的量值为所述最小实数阻抗值与所述最大实数阻抗值之间的差的量值的至少两倍。所述发射器设备进一步包含滤波器电路，所述滤波器电路电连接到所述驱动器电路且经配置以修改所述发射电路的所述阻抗，以在所述阻抗处于所述复数阻抗范围内时将所述驱动器电路的所述效率维持于所述驱动器电路的最大效率的20％内。所述滤波器电路进一步经配置以维持实质上恒定的功率输出电平，而不管所述复数阻抗范围内的所述电抗性变化。所述滤波器电路进一步经配置以维持所述功率输出电平与所述复数阻抗范围内的所述电阻性变化之间的实质上线性的关系。
本发明中所描述的标的物的另一方面提供一种发射器设备。所述发射器设备包含驱动器电路，所述驱动器电路包含开关放大器电路，所述开关放大器电路包括开关、开关分路电容器和电连接到所述驱动器电路的输出的串联电感器。所述发射器设备进一步包含发射电路，所述发射电路包含线圈，所述线圈具有串联地电连接到电容器以形成谐振电路的电感。所述发射器电路进一步包含滤波器电路，所述滤波器电路电连接于所述驱动器电路与所述发射电路之间，所述滤波器电路仅包括单一分路电容器网络。
本发明中所描述的标的物的又另一方面提供一种选择用于无线电力发射器装置的滤波器电路的一或多个电抗性组件的组件值的方法。所述滤波器电路电连接于驱动器电路与发射电路之间。所述方法包含确定使所述驱动器电路的效率高于阈值的第一复数阻抗值集合。所述第一复数阻抗值集合实质上映射到沿着半圆路径的复数阻抗值。所述方法进一步包含确定使所述驱动器电路的功率输出实质上恒定的第二复数阻抗值集合。所述第二复数阻抗值集合实质上映射到沿着全圆路径的值，所述全圆路径正交于所述半圆且在最大值处与所述半圆相交。所述方法进一步包含选择所述组件值以提供阻抗变换，所述阻抗变换将所述发射电路的可变复数阻抗修改成从所述第一复数阻抗值集合和所述第二复数阻抗值集合导出的复数阻抗值。
本发明中所描述的标的物的另一方面提供一种发射器设备。所述发射器设备包含驱动器电路，所述驱动器电路的特征在于效率和功率输出电平。所述驱动器电路电连接到具有阻抗的发射电路。所述发射电路的所述阻抗处于包含电阻性变化和电抗性变化的复数阻抗范围内。所述发射器设备进一步包含滤波器电路，所述滤波器电路电连接到所述驱动器电路且经配置以修改所述发射电路的所述阻抗。所述滤波器电路具有一或多个电抗性组件，所述一或多个电抗性组件具有从第一值和第二值导出而选择的值。所述第一值Rd对应于半圆的半径。所述半圆是由沿着所述半圆的周边的复数阻抗值集合来定义，所述复数阻抗值集合对应于使所述驱动器电路的效率处于所述驱动器电路的最大效率的至少20％内的值。所述第二值R0对应于所述滤波器电路的负载处的实数阻抗值，其导致在所述滤波器电路的输入处等于Rd的所要经变换阻抗。
附图说明
图1为根据本发明的示范性实施例的示范性无线电力传送***的功能框图。
图2为根据本发明的各种示范性实施例的可用于图1的无线电力传送***中的示范性组件的功能框图。
图3为根据本发明的示范性实施例的包含发射或接收线圈的图2的发射电路或接收电路的一部分的示意图。
图4为根据本发明的示范性实施例的可用于图1的无线电力传送***中的发射器的功能框图。
图5为根据本发明的示范性实施例的可用于图1的无线电力传送***中的接收器的功能框图。
图6为根据本发明的各种示范性实施例的如图2中的示范性无线电力传送***的功能框图，其中发射器可将电力无线地提供到多个接收器。
图7为根据本发明的示范性实施例的可用于图6的发射器中的驱动器电路的示意图。
图8A为展示可在无线电力发射器的操作期间呈现给驱动器电路的复数阻抗的示范性范围的图解。
图8B为展示作为图7的驱动器电路的负载的实数阻抗的函数的驱动器电路的效率和输出功率的曲线图。
图9为展示作为呈现给如图7中的驱动器电路的负载阻抗的实数分量和虚数分量的函数的所述驱动器电路的效率的等高线曲线图。
图10A为展示作为呈现给如图7中的驱动器电路的负载阻抗的实数分量和虚数分量的函数的所述驱动器电路的功率输出和最大效率等高线的等高线曲线图。
图10B为展示作为呈现给如图7中的驱动器电路的负载阻抗的实数分量和虚数分量的函数的所述驱动器电路的选定功率输出等高线和最大效率等高线的另一曲线图。
图11A、11B、12A和12B展示相比于图10B的对应测定结果，图10B展示作为呈现给如图7中的驱动器电路的负载阻抗的实数分量和虚数分量的函数的所述驱动器电路的功率输出和效率。
图13为根据本发明的示范性实施例的如包含滤波器电路的图7中的驱动器电路的示意图。
图14为根据一实施例的图13的电路的示意图。
图15为展示由滤波器电路变换的阻抗相对于呈现给发射电路的如映射到高效率等高线的阻抗的曲线图。
图16为展示由滤波器电路在呈现给发射电路的大实数范围上变换的阻抗的曲线图。
图17为展示作为呈现给驱动器电路的负载阻抗的实数分量和虚数分量的函数的驱动器电路的最大效率的等高线曲线图。
图18为展示由叠加于所演算值上的滤波器电路变换的测定阻抗的曲线图，针对所演算值功率实质上恒定且效率为最大值。
图19为展示当以复数阻抗范围呈现时由滤波器电路变换的阻抗的曲线图。
图20展示叠加于图12B的数据上的滤波器电路的结果的测定路径。
图21展示叠加于图11B的数据上的滤波器电路的结果的测定路径。
图22为用于设计高度有效率发射电路的示范性方法的流程图。
图23为根据本发明的一示范性实施例的发射电路的部分的另一示意图。
图24展示作为呈现给如图13中的驱动器电路的负载阻抗的实数分量和虚数分量的函数的来自所述驱动器电路的功率输出的测定结果。
图式中所说明的各种特征可未按比例绘制。因此，为清楚起见，可任意地扩大或减少各种特征的尺寸。另外，图式中的一些可并未描绘给定***、方法或装置的所有组件。最后，类似参考数字可用以贯穿本说明书和各图而表示类似特征。
具体实施方式
下文结合附加图式而阐述的详细描述意欲作为对本发明的示范性实施例的描述且不意欲表示可实践本发明的仅有实施例。贯穿此详细描述所使用的术语“示范性”意谓“充当实例、例子或说明”，且未必应被解释为比其它示范性实施例优选或有利。出于提供对本发明的示范性实施例的透彻理解的目的，详细描述包含特定细节。本发明的示范性实施例可在不具有这些特定细节的情况下予以实践。在一些情况下，以框图的形式展示众所周知的结构和装置以便避免混淆本文中所呈现的示范性实施例的新颖性。
无线地传送电力可指在不使用物理电导体的情况下将与电场、磁场、电磁场或其它者相关联的任何形式的能量从发射器传送到接收器(例如，可经由自由空间而传送电力)。输出到无线场(例如，磁场)中的电力可由“接收线圈”接收、俘获或耦合以实现电力传送。
图1为根据本发明的示范性实施例的示范性无线电力传送***100的功能框图。可将输入电力102从电源(未图示)提供到发射器104以产生用于提供能量传送的场106。接收器108可耦合到场106且产生输出电力110以供由耦合到输出电力110的装置(未图示)存储或消耗。发射器104和接收器108两者是由距离112分离。在示范性实施例中，发射器104和接收器108是根据相互谐振关系予以配置。当接收器108的谐振频率与发射器104的谐振频率实质上相同或极接近时，发射器104与接收器108之间的发射损耗最小。因而，与可需要大线圈的需要线圈极接近(例如，数毫米)的纯粹电感解决方案形成对比，可在较大距离上提供无线电力传送。因此，谐振电感耦合技术可允许在各种距离上且以多种电感线圈配置的改进的效率和电力传送。
接收器108可在接收器108位于由发射器104产生的能量场106中时接收电力。场106对应于由发射器104输出的能量可由接收器106俘获的区。在一些状况下，场106可对应于发射器104的“近场”，如将在下文中进一步描述。
发射器104可包含用于输出能量发射的发射线圈114。接收器108进一步包含用于从能量发射接收或俘获能量的接收线圈118。近场可对应于存在由发射线圈114中的电流和电荷引起的强电抗性场的区，所述强电抗性场使电力最低限度地辐射远离发射线圈114。在一些情况下，近场可对应于处于发射线圈114的约一倍波长(或其分数)内的区。根据应用和与应用相关联的装置而设定发射线圈114和接收线圈118的大小。如上文所描述，可通过将发射线圈114的场106中的能量的大部分耦合到接收线圈118(而非将电磁波中的大多数能量传播到远场)而发生有效率能量传送。当定位于所述场106内时，可在发射线圈114与接收线圈118之间产生“耦合模式”。可发生此耦合的在发射线圈114与接收线圈118周围的区域在本文中被称作耦合模式区。
图2为根据本发明的各种示范性实施例的可用于图1的无线电力传送***100中的示范性组件的功能框图。发射器204可包含发射电路206，发射电路206可包含振荡器222、驱动器电路224，和滤波器与阻抗变换电路226。振荡器222可经配置以产生处于所要频率(例如，468.75KHz、6.78MHz或13.56MHz)的信号，所述信号可响应于频率控制信号223予以调整。振荡器信号可被提供到驱动器电路224，驱动器电路224经配置以在(例如)发射线圈214的谐振频率下驱动发射线圈214。驱动器电路224可为经配置以从振荡器222接收方形波且输出正弦波的开关放大器。举例来说，驱动器电路224可为E类放大器。还可包含滤波器与阻抗变换电路226以滤出谐波或其它非想要频率且将发射器204的阻抗与发射线圈214匹配。滤波器与阻抗变换电路226可经配置以除了仅使发射器204的阻抗与发射线圈214匹配以外，还执行多种阻抗调整。
接收器208可包含接收电路210，接收电路210可包含匹配电路232(或任何其它类型的阻抗调整电路)和整流器与开关电路234，以从AC电力输入产生DC电力输出以对如图2所展示的电池236进行充电或对耦合到接收器208的装置(未图示)供电。可包含匹配电路232以使接收电路210的阻抗与接收线圈218匹配。接收器208与发射器204可另外在分离通信信道219(例如，蓝牙、zigbee、蜂窝式等等)上通信。接收器208与发射器204可替代地经由使用无线场206的特性的频带内信令而通信。
如下文更充分地予以描述，最初可具有选择性可停用关联负载(例如，电池236)的接收器208可经配置以确定由发射器204发射且由接收器208接收的功率量是否适于对电池236进行充电。另外，接收器208可经配置以在确定功率量适当后启用负载(例如，电池236)。在一些实施例中，接收器208可经配置以直接利用从无线电力传送场接收的电力，而不对电池236进行充电。举例来说，例如近场通信(NFC)或射频识别装置(RFID)的通信装置可经配置以从无线电力传送场接收电力且通过与所述无线电力传送场交互而通信和/或利用所述所接收电力以与发射器204或其它装置通信。
图3为根据本发明的示范性实施例的包含发射或接收线圈352的图2的发射电路或接收电路的一部分的示意图。如图3所说明，用于示范性实施例中的发射电路350可包含线圈352。所述线圈还可被称作或经配置为“循环”天线352。线圈352还可在本文中被称作或经配置为“磁性”天线或感应线圈。术语“线圈”意欲指可无线地输出或接收能量以耦合到另一“线圈”的组件。线圈还可被称作经配置以无线地输出或接收电力的类型的“天线”。线圈还可被称作经配置以无线地发射或接收电力的类型的无线电力传送组件。线圈352可经配置成包含空气芯(air core)或例如肥粒铁芯的物理芯(未图示)。
如所陈述，可在发射器104与接收器108之间的经匹配或几乎经匹配谐振期间发生发射器104与接收器108之间的能量的有效率传送。然而，甚至在发射器104与接收器108之间的谐振不匹配时，仍可传送能量，但效率可受影响。通过将来自发射线圈的场106的能量耦合到驻留于建立了此场106的邻域中的接收线圈(而非将来自发射线圈的能量传播到自由空间中)而发生能量的传送。
循环或磁性线圈的谐振频率是基于电感和电容。电感可仅为由线圈352产生的电感，而电容可添加到线圈的电感以产生处于所要谐振频率的谐振结构。作为非限制性实例，可将电容器354和电容器356添加到发射电路350以产生选择处于谐振频率的信号358的谐振电路。因此，对于较大直径线圈，随着循环的直径或电感增加，维持谐振所需的电容的大小可减小。此外，随着线圈的直径增加，近场的有效率能量传送区域可增加。使用其它组件而形成的其它谐振电路也是可能的。作为另一非限制性实例，可将电容器并行地放置于线圈350的两个端子之间。对于发射线圈，具有实质上对应于线圈352的谐振频率的频率的信号358可为到线圈352的输入。
在一实施例中，发射器104(图1)可经配置以输出具有对应于发射线圈114的谐振频率的频率的时变磁场。当接收器处于场106内时，时变磁场可诱发接收线圈118中的电流。如上文所描述，如果接收线圈118经配置而在发射线圈114的频率下谐振，则可有效率地传送能量。接收线圈118中所诱发的AC信号可经整流(如上文所描述)以产生DC信号，可提供所述DC信号以对负载进行充电或对负载供电。
图4为根据本发明的示范性实施例的可用于图1的无线电力传送***中的发射器404的功能框图。发射器404可包含发射电路406和发射线圈414。发射线圈414可为如图3所展示的线圈352。发射电路406可通过提供振荡信号而将RF电力提供到发射线圈414，从而导致在发射线圈414周围产生能量(例如，磁通量)。发射器404可在任何合适频率下操作。通过实例，发射器404可在6.78MHz ISM频带下操作。
发射电路406可包含：固定阻抗匹配电路406，其用于将发射电路406的阻抗(例如，50欧姆)与发射线圈414匹配；及低通滤波器(LPF)408，其经配置以将谐波发射减少到防止耦合到接收器108(图1)的装置的自干扰(self-jamming)的电平。其它示范性实施例可包含不同滤波器拓扑，包含(但不限于)使特定频率衰减同时使其它频率通过的陷波滤波器，且可包含自适应阻抗匹配，自适应阻抗匹配可基于可测量发射量度(例如，到线圈414的输出功率或由驱动器电路424汲取的DC电流)而变化。发射电路406进一步包含驱动器电路424，所述驱动器电路424经配置以驱动如由振荡器422确定的RF信号。发射电路406可包括离散装置或电路，或替代地可包括集成组合件。从发射线圈414输出的示范性RF功率可为大约2.5瓦。
发射电路406可进一步包含控制器410，控制器410用于在发射阶段(或工作循环)期间选择性地启用振荡器422、用于调整振荡器422的频率或相位，和用于调整输出功率电平以用于实施用于经由相邻装置的附接的接收器而与相邻装置交互的通信协议。应注意，控制器410还可在本文中被称作处理器410。发射路径中的振荡器相位和相关电路的调整可允许减少频带外发射。
发射电路406可进一步包含负载感测电路416，负载感测电路416用于检测在由发射线圈414产生的近场的附近区域中作用中接收器的存在或不存在。通过实例，负载感测电路416监视流动到驱动器电路424的电流，所述电流可受由发射线圈414产生的场的附近区域中作用中接收器的存在或不存在影响，如将在下文中进一步描述。由控制器410监视对驱动器电路424上的负载的改变的检测以用于确定是否启用振荡器422以用于发射能量且与作用中接收器通信。如下文更充分地予以描述，可使用在驱动器电路424处测量的电流以确定是否无效装置定位于发射器404的无线电力传送区内。
发射线圈414可通过绞合漆包线实施或实施为天线带(antenna strip)，其中厚度、宽度和金属类型经选择成将电阻性损耗保持低。在一个实施方案中，发射线圈414通常可经配置以用于与例如台、垫、灯的较大结构或其它携带性较差的配置相关联。因此，为了具有实用的尺寸，发射线圈414通常可不需要“匝”。发射线圈414的示范性实施可为“电学上小的”(即，波长的分数)且经调谐以通过使用电容器来定义谐振频率而在较低可用频率下谐振。
发射器404可聚集和追踪关于可与所述发射器404相关联的接收器装置的行踪和状态的信息。因此，发射器电路404可包含连接到控制器410(还在本文中被称作处理器)的存在检测器480、封闭检测器460或其组合。控制器410可响应于来自存在检测器480的存在信号和封闭检测器460而调整由驱动器电路424递送的功率量。发射器404可经由例如用以转换存在于建筑物中的常规AC电力的AC-DC转换器(未图示)、用以将常规DC电源转换到适于发射器404的电压的DC-DC转换器(未图示)的若干电源来接收电力，或直接从常规DC电源(未图示)来接收电力。
作为非限制性实例，存在检测器480可为用以感测经***到发射器404的覆盖区域中的待充电的装置的初始存在的运动检测器。在检测之后，发射器404可被接通，且由装置接收的RF电力可用以以预定方式双态触发Rx装置上的开关，此又导致发射器404的驱动点阻抗的改变。
作为另一非限制性实例，存在检测器480可为能够(例如)通过红外线检测、运动检测或其它合适方法来检测人的检测器。在一些示范性实施例中，可存在限制发射线圈414可在特定频率下发射的功率量的法规。在一些情况下，这些法规既定保护人免受电磁辐射。然而，可存在发射线圈414被放置于无人区域或偶尔有人的区域(例如，车库、厂房、商店和其类似者)中的环境。如果这些环境没有人，则可准许增加发射线圈414的功率输出而超出常规功率限定法规。换句话说，控制器410可响应于人的存在而将发射线圈414的功率输出调整到法规电平或更低，且在人处于距发射线圈414的电磁场的法规距离外时将发射线圈414的功率输出调整到超出法规电平的电平。
作为一非限制性实例，封闭检测器460(还可在本文中被称作封闭室检测器或封闭空间检测器)可为例如用于确定何时罩壳处于封闭或开放状态的感测开关的装置。当发射器处于在封闭状态中的罩壳中时，所述发射器的功率电平可增加。
在示范性实施例中，可使用发射器404借以不会无限期保持开启的方法。在此情况下，发射器404可经编程以在订户确定的时间量之后关断。此特征防止发射器404(特别地驱动器电路424)在处于其周边中的无线装置被完全充电之后长时间运作。此事件可归因于电路未能检测到从中继器或接收线圈发送的指示装置被完全充电的信号。为了防止在另一装置被放置于发射器404的周边中时发射器404自动切断，可仅在发射器404的周边中未检测到运动的设定时段之后启动发射器404的自动关断特征。用户可能能够确定不活动时间间隔，且按需要而将其改变。作为一非限制性实例，所述时间间隔可比在假定特定类型的无线装置最初完全放电的情况下对所述装置完全充电所需的时间间隔长。
图5为根据本发明的示范性实施例的可用于图1的无线电力传送***中的接收器508的功能框图。接收器508包含接收电路510，接收电路510可包含接收线圈518。接收器508进一步耦合到装置550以用于向其提供所接收电力。应注意，接收器508被说明为处于装置550的外部，但可集成到装置550中。能量可无线地传播到接收线圈518且接着经由接收电路510的其余部分而耦合到装置550。通过实例，充电装置可包含例如移动电话、便携式音乐播放器、膝上型计算机、平板型计算机、计算机***装置、通信装置(例如，蓝牙装置)、数码相机、助听器(和其它医疗装置)和其类似者的装置。
接收线圈518可经调谐以在与发射线圈414(图4)的频率相同的频率下或在指定频率范围内谐振。接收线圈518可与发射线圈414相似地经设定尺寸或可基于关联装置550的尺寸而不同地设定大小。通过实例，装置550可为直径或长度尺寸小于发射线圈414直径或长度的便携式电子装置。在此实例中，接收线圈518可经实施为多匝天线以便减少调谐电容器(未图示)的电容值且增加接收线圈的阻抗。通过实例，可将接收线圈518放置于装置550的实质圆周周围以便最大化线圈直径且减少接收线圈518的循环匝(即，绕组)的数目和绕组间电容。
接收电路510可向接收天线518提供阻抗匹配。接收电路510包含电力转换电路506，电力转换电路506用于将所接收RF能量源转换成供装置550使用的充电电力。电力转换电路506包含RF-DC转换器508且还可包含DC-DC转换器510。RF-DC转换器508在由Vrect表示的输出电压下将在接收线圈518处接收的RF能量信号整流成非交流电力。DC-DC转换器510(或其它电力调节器)在由Vout表示的输出电压和由Iout表示的输出电流下将经整流RF能量信号转换成与装置550兼容的能量电位(例如，电压)。预期包含部分和完全整流器、调节器、网桥、倍增器以及线性和切换式转换器的各种RF-DC转换器。
接收电路510可进一步包含开关电路512，开关电路512用于将接收线圈518连接到电力转换电路506或替代地用于将电力转换电路506断开。将接收线圈518从电力转换电路506断开不仅会中止装置550的充电，而且会改变如由发射器404(图4)“经历”的“负载”。
如上文所揭示，发射器404包含可检测被提供到发射器功率驱动器电路410的偏置电流的波动的负载感测电路416。因此，发射器404具有用于确定何时接收器存在于发射器的近场中的机构。
当多个接收器508存在于发射器的近场中时，可需要对一或多个接收器的负载和卸除进行时间多路复用以使其它接收器能够更有效率地耦合到发射器。还可掩蔽(cloak)接收器508以便消除与其它附近接收器的耦合或减少附近发射器上的负载。接收器的此“卸除”还在本文中被称为“掩蔽”。此外，由接收器508控制且由发射器404检测的卸除与负载之间的此切换可提供从接收器508到发射器404的通信机制(如下文更充分解释)。另外，一协议可与所述切换相关联，其使能够将消息从接收器508发送到发射器404。通过实例，切换速度可为大约100微秒。
在一示范性实施例中，发射器404与接收器508之间的通信是指装置感测和充电控制机制，而非常规双向通信(即，使用耦合场的频带内信令)。换句话说，发射器404可使用经发射信号的开/关键控(on/off keying)以调整在近场中能量是否可用。接收器可将这些能量改变解译为来自发射器404的消息。从接收器侧，接收器508可使用接收线圈518的调谐和失谐(de-tuning)来调整正从场接受多少电力。在一些情况下，调谐和失谐可经由开关电路512来实现。发射器404可检测从场使用的电力的此差异且将这些改变解译为来自接收器508的消息。应注意，可利用发射电力和负载行为的其它形式的调制。
接收电路510可进一步包含用以识别所接收能量波动的信令检测器和信标电路514，所述能量波动可对应于从发射器到接收器的信息信令。此外，信令和信标电路514还可用以检测减少的RF信号能量(即，信标信号)的发射，且将减少的RF信号能量整流成标称电力以用于唤醒接收电路510内的未供电或电力耗尽的电路以便配置接收电路510以进行无线充电。
接收电路510进一步包含处理器516，处理器516用于协调本文中所描述的接收器508的过程(包含本文中所描述的开关电路512的控制)。在发生包含检测到将充电电力提供到装置550的外部有线充电源(例如，壁上/USB电力)的其它事件时，还可发生接收器508的掩蔽。除了控制接收器的掩蔽以外，处理器516还可监视信标电路514以确定信标状态且检索从发射器404发送的消息。处理器516还可调整DC-DC转换器510以实现改进的性能。
图6为根据本发明的各种示范性实施例的如图2中的示范性无线电力传送***600的功能框图，其中发射器604可将电力无线地提供到多个接收器608a、608b和608c。如图6所展示，发射器604可经由发射线圈614经由场606而发射电力。接收器装置608a、608b和608c可通过使用接收线圈618a、618b和618c而耦合来自场606的能量的一部分而接收无线电力以对相应负载636a、636b和636c进行充电或供电。此外，发射器604可分别建立与接收器618a、618b和618c的通信链路619a、619b和619c。虽然展示三个接收器608a、608b和608c，但额外接收器(未图示)可从发射器604接收电力。
在无线电力传送***600中，接收器608a、608b或608c可对应于发射器在传送电力时驱动的负载。因而，由发射器604驱动的负载可依据从场606无线地接收电力的每一接收器608a、608b或608c。当接收器608a、608b或608c进入场606、离开场或停用或启用其从场606接收电力的能力时，呈现给发射器604的复数负载相应地予以变更。负载的电阻性变化和电抗性变化两者予以变更。发射器604的行为可依据可变复数负载的特性。举例来说，发射器604可将电力提供到接收器608a、608b或608c的效率可随着发射器604的复数负载变化而变化。此外，发射器604输出的功率量还可随着复数负载变化而变化。接收器608a、608b和608c中的每一者可在每一接收器608a、608b和608c正经由场606接收电力时形成发射器604的负载的一部分。由发射线圈614经历的负载的总阻抗可为由每一接收器608a、608b和608c引起的阻抗的和(在每一接收器608a、608b和608c呈现给发射电路614的阻抗可串联地组合时)。
在一方面中，示范性实施例是针对适于对动态数目个接收器608a、608b和608c有效率地充电的发射器604。为了有效率地允许两个接收器608a和608b相比于当一个接收器608a经定位成接收电力时接收更多电力，发射器604可优选经设计成使得可供递送最大电力的负载(其特征在于其复数阻抗)低于可供提供最大发射器效率的负载。此外，发射器604可优选经设计成在可变数目个接收器608a、608b和608c将导致不同负载范围呈现给发射器604时在复数负载值的电阻性和电抗性范围上高效率地提供电力。否则，可出现显著电力损耗。此外，发射器604可优选经设计成使得供提供最大电力的负载大于由多个接收器608a、608b和608c呈现的总负载。在此情况下，发射器604可具有足够电力以同时地供应多个装置。
发射电路可由驱动器电路驱动。图7为根据本发明的示范性实施例的可用于图6的发射器604中的驱动器电路724的示意图。如所陈述，驱动器电路(例如，驱动器电路424)的功率输出和效率依据呈现给驱动器电路724的负载而变化。在一些实施例中，驱动器电路724可为开关放大器。驱动器电路724可经配置以接收方形波且输出正弦波，正弦波待提供到发射电路750。驱动器电路724被展示为理想(即，不具有内部电阻性损耗)E类放大器。驱动器电路724包含切换式分路电容器710和串联电感708。VD为被施加到驱动器电路724的DC源电压，其控制可递送到串联调谐负载的最大电力。通过到开关704的振荡输入信号702驱动驱动器电路724。
虽然驱动器电路724被展示为E类放大器，但根据本发明的实施例，可使用其它类型的驱动电路，如可为所属领域的技术人员所知。驱动器电路724可用以有效率地驱动负载。负载可为经配置以无线地发射电力的发射电路750。发射电路750可包含串联电感器714和电容器716以形成如上文参看图3所描述的谐振电路。虽然负载被展示为发射电路750，但根据本发明的实施例可适用于其它负载。如上文参看图6所描述，呈现给发射电路750的负载可归因于无线电力接收器608a、608b和608c的数目而可变，且可由指示负载的电阻性变化的可变电阻器712和指示负载的电抗性变化的可变电感器712来表示。驱动器电路724可通过例如来自振荡器222(图2)的输入信号702驱动。随着呈现给发射电路750的负载(例如)归因于如上文所描述的动态数目个无线电力接收器608a、608b和608c而变化，呈现给驱动器电路724的负载还可根据大的电阻和电抗范围而变化。举例来说，当额外接收器638a经定位成从发射电路750接收电力时，拾取电力的所述接收器638a增加呈现给发射电路750且因此呈现给驱动器电路724的电阻。另外，添加包含某一材料(例如，金属)的接收器638b可导致呈现给发射电路750且因此呈现给驱动器电路724的大电抗摆动。举例来说，某些大接收器(例如，平板)可呈现大约超过-j100的负电抗摆动。由驱动器电路724提供的电力跨负载电抗范围可不平坦。
呈现给驱动器电路724的负载可通过呈现给发射电路750的阻抗描述，所述阻抗包含电阻性分量和电抗性分量两者且被定义为Zin(TX)＝Rin(TX)+jXin(TX)。Zin(TX)的值取决于各种因素，例如，发射线圈结构和接收线圈结构、待充电的装置的类型和数目、由每一接收器需求的电力，和其类似者。负载的范围可通过四个隅角阻抗来定义：
RIN_TX_MIN≤Re{ZIN_TX}≤RIN_TX_MAX
XIN_TX_MIN≤Im{ZIN_TX}≤XIN_TX_MAX
图8A为展示可在操作期间呈现给发射电路750的阻抗的示范性范围的图解。图8A展示如上文所描述的隅角阻抗。根据将充电的装置的类型和数目，隅角阻抗的可能值可广泛地变化。举例来说，出于说明的目的，RIN_TX_MIN可被定义为0Ω，而RIN_TX_MAX可为75Ω。另外，出于说明的目的，XIN_TX_MIN可被定义为-50jΩ，而XIN_TX-MAX可为+50jΩ。根据另一实施例，RIN_TX_MIN为0Ω、RIN_TX_MAX为实质上200Ω、XIN_TX_MIN为实质上-200jΩ，且XIN_TX_MAX为实质上+200jΩ。本文中所描述的原理可应用于这些和其它复数阻抗范围。根据另一示范性实施例，在操作模式中，呈现给驱动器电路724的实数负载阻抗(即，电阻)可落在1Ω与40Ω之间。另外，在操作模式中，虚数负载阻抗(即，电抗)可介于5jΩ与48.7j之间(例如，在不存在多个接收器的情况下)。在另一实施例中，在操作范围中呈现给驱动器电路724中的阻抗可从4Ω到40Ω且介于-4jΩ与50jΩ之间。归因于(例如)变化数目个无线电力接收器或其它因素，可向驱动器电路724呈现具有在0Ω到80Ω范围内的电阻和从-165jΩ到95jΩ的电抗的负载。需要使驱动器电路724有效率地操作且将足够电力提供到落在此范围内的任何负载。需要在给定各种设计考虑因素的情况下提供在所有这些范围上的有效率且实质上恒定的电力。
在一方面中，呈现给驱动器电路724的阻抗值的范围可由包含实数阻抗值和虚数阻抗值的复数阻抗值来定义。实数阻抗值可通过第一实数阻抗值对第二实数阻抗值之间的比率来定义，或实数阻抗值的特征在于第一实数阻抗值对第二实数阻抗值之间的比率。所述比率可为2比1、5比1和10比1中的一者。举例来说，呈现给驱动器电路724的实数阻抗值的范围可介于8Ω与80Ω之间(10∶1的比率)。在另一实施例中，所述范围可介于4Ω与40Ω之间(还为10∶1的比率)。在另一实施例中，所述范围可介于实质上1Ω与实质上200Ω之间。另外，呈现给驱动器电路724的阻抗值的范围可通过虚数阻抗值的范围来进一步定义。虚数阻抗值的范围可被定义为虚数阻抗值的量值(即，最小虚数阻抗值与最大虚数阻抗值之间的量值)对实数阻抗值的量值的比率来定义。举例来说，实数阻抗值的量值可为第一实数阻抗值与第二实数阻抗值之间的差的量值。虚数阻抗值的量值对实数阻抗值的量值的比率可为1∶2、2∶1、1∶1、2∶3等等中的至少一者。举例来说，如果实数阻抗范围介于8Ω与80Ω之间，则量值可为72Ω。因而，如果虚数阻抗值的量值对实数阻抗值的量值的比率为2比1，则虚数阻抗值的范围可为144(即，从-4jΩ到+140jΩ的范围)。在任何情况下，需要提供在可根据各种方法而定义的复数阻抗值的范围上的有效率且安全操作。
如上文所描述，驱动器电路724的功率和效率是依据所述驱动器电路724正驱动的负载。图8B为展示作为图7的驱动器电路724的负载(即，负载电阻)的实数阻抗的函数的驱动器电路724的效率802和输出功率804的曲线图。如图8所展示，针对理想E类放大器可存在处于单一实数负载阻抗值(例如，如图8所展示的50Ω)的100％(或最大)效率。效率802随着负载阻抗在任一方向上变化而减小。图8还展示：总输出功率804相似地为负载阻抗的函数，且其在特定负载阻抗值(例如，20Ω)处达到峰值。赖博(Raab)的“E类调谐功率放大器上的电路变化的影响(Effects of Circuit Variations on the class E Tuned PowerAmplifier)”(IEEE固态电路杂志，第SC-13卷，第2号，1978年)中描述相似结果。
如果驱动器电路724驱动具有恒定阻抗的负载，则驱动器电路724可理想地经设计成(例如，电容器710和电感器708等等的值可经挑选成)使得驱动器电路724以最大效率操作。举例来说，通过使用图8B中的曲线图中的值，如果驱动器电路724经配置以驱动具有实质上等于50Ω的不变阻抗的负载，则驱动器电路724可在最大效率等级下驱动所述负载。然而，如果驱动器电路724的负载变化，则由驱动器电路724递送的平均效率和功率可显著低于其最大效率或最大功率(如图8所展示)。此外，随着负载的阻抗增加，所递送的功率可不增加。
如图7所展示且如上文所描述，由驱动器电路724驱动的负载可为无线电力发射电路750。在给定变化数目个无线电力接收器608a、608b、608c(图6)的情况下，呈现给发射电路750的负载由此可变化由驱动器电路724经历的负载。在此情况下，呈现给发射电路750的总负载阻抗可为由每无线电力接收器608a、608b、608c呈现的负载阻抗中每一者(在其可串联地组合时)的和。理想地，驱动器电路724将提供所有负载上的最大效率，同时随着负载的电阻增加使功率线性地增加。接着将在负载当中划分功率。然而，如图8B中所看到，可针对单一实数负载阻抗值发生针对驱动器电路724的最大效率。
示范性实施例的一方面是针对随着实数负载阻抗值变化实现驱动器电路724的高效率，同时随着负载电阻增加还增加功率。在一方面中，此情形可允许针对可变数目个无线电力接收器608a、608b和608c的有效率无线电力传送。为了提供多种负载的改进的效率，在负载阻抗的实数分量(即，电阻)和负载的虚数分量(即，电抗)两者的变化上分析E类放大器724的效率。图9为展示作为呈现给如图7中的驱动器电路724的负载阻抗的实数分量和虚数分量的函数的所述驱动器电路724的效率的等高线曲线图。所述曲线图可对应于经设计成针对具有15Ω的电阻和0Ω的电抗的负载具有最大效率的驱动器电路724。在所说明实施例中，驱动电压为15V。图9的复数负载曲线图展示在5％的增量下的效率等高线906a、906b和906c。举例来说，沿着等高线906a的点可表示对应于E类放大器为95％的负载的电阻值和电抗值的组合。等高线902对应于对应于效率100％的负载阻抗值。
可在图9中通过将电抗保持处于零且将电阻从0Ω变化到40Ω(如由箭头908所展示)而看到图8B所展示的曲线图的结果。路径908穿过具有15Ω+j0Ω的值的效率为100％的点904。等高线902展示存在效率为100％的路径(例如，阻抗范围)。因而，分析针对实数阻抗值和虚数阻抗值(即，电阻值和电抗值的范围)两者的效率而非仅分析仅针对实数阻抗值的效率会展示出存在使驱动器电路724的效率为100％的复数阻抗值范围。
图10A为展示作为呈现给如图7中的驱动器电路724的负载阻抗的实数分量和虚数分量的函数的所述驱动器电路724的功率输出的等高线曲线图。图10A的复数负载曲线图展示在1瓦增量下的功率等高线1006a、1006b和1006c。举例来说，沿着等高线1006b的点可表示表示可供递送5瓦功率的阻抗值的电阻值和电抗值的组合。沿着等高线1006c的点可表示表示可供递送10瓦功率的阻抗值的电阻值和电抗值的组合。可通过将电抗保持处于零且将电阻从0Ω变化到40Ω(如由箭头1008所展示)而看到图8B所展示的曲线图的结果。路径1008穿过效率(由来自图9的等高线902所展示)为100％且所递送功率稍高于6瓦的点1004。放置于图10的曲线图中的图9的100％效率等高线902展示：存在效率为100％且功率不断地增加(如所展示)(在等高线表示增加的功率时)的路径902。如图9和10所展示，100％效率路径902在j24Ω的阻抗下开始、穿过15+j0Ω且继续到-j10Ω。
图10B为展示作为呈现给如图7中的驱动器电路724的负载阻抗的实数分量和虚数分量的函数的所述驱动器电路724的功率输出和效率的另一曲线图。等高线902表示效率为最大值的电阻值和电抗值的组合，其中效率可被定义为经递送到负载的功率除以到驱动器电路724的FET漏极中的DC功率的比率。等高线1006表示经递送到负载的功率针对特定驱动电压Vd恒定的电阻值和电抗值。虽然功率可取决于驱动电压Vd和复数负载两者，但效率可单独取决于负载。驱动电压Vd和功率输出可经挑选成使得功率等高线1006在负载到驱动器电路724的FET的峰值处穿过效率等高线902。因此，等高线1006和902是示范性的且指示存在使驱动器电路724有效率且功率恒定的复数值范围。应注意，图10B所展示的等高线可反映由驱动器电路724的FET经历的负载Zload(FET)，其可从将在Zin(TX)方面的结果偏移。差可归因于串联电感。然而，Zload(FET)和Zload可被互换地使用。图10B展示针对当驱动电压为大约10伏特且所得功率为大约2.45瓦时的特定结果。在此情况下，值经选择成导致功率等高线1006在如所展示的Rload(FET)的峰值处穿过效率圆。结果，当Zload在10V dc下为16.55+24.3j欧姆时，单侧驱动器电路724以最大效率将2.45瓦递送到负载的实数部分中。这些值仅为示范性的，且是出于可被发现为定义最大效率和恒定功率等高线的值的说明的目的。
然而，如上文所指示，归因于(例如)可变数目个接收器经定位成从发射电路750接收电力而使大范围的电抗性和电阻性阻抗可从发射电路750呈现给驱动器电路724。由呈现给发射电路750的阻抗的变化引起的呈现给驱动器电路724的阻抗值可引起减少的效率和经递送的功率量的波动。
图11A、11B、12A和12B展示相比于图10的对应测定结果，图10展示作为呈现给如图7中的驱动器电路724的负载阻抗的实数分量和虚数分量的函数的所述驱动器电路724的功率输出和效率。测定结果展示如上文所描述且在考虑***的各种损耗或其它效应时的功率和效率等高线。举例来说，结果可说明驱动器电路的FET的损耗的效应(例如，相比于理想开关)和开关与负载之间的发射电路750的谐振串联LC电路的效应。因而，图11A、11B、12A和12B展示当通过RIN_TX_MIN＝0Ω、RIN_TX_MAX＝75Ω、XIN_TX_MIN＝-50jΩ和XIN_TX_MAX＝+50jΩ定义的范围内的所有负载值呈现给驱动器电路724时的测定效率和功率等高线。结果可反映来自操作特定驱动器电压(例如，两者都由5.5V DC供应件驱动)的双侧驱动器电路724(即，包含图7的两个驱动器电路724)的输出。在使用双侧驱动器电路724时，到驱动器电路724的每一FET的负载为图11A、11B、12A和12B中看到的负载的1/2。
相应地，图11A展示在针对如上文所提及的负载范围不具有添加的串联电感708的情况下针对经调谐双侧驱动器电路724的测定效率等高线。图11B展示在具有添加的串联电感708的情况下针对经调谐双侧驱动器电路724的测定效率等高线。相应地，图12A展示在针对如上文所描述的大负载范围不具有添加的串联电感708的情况下针对经调谐双侧驱动器电路724的测定功率等高线。图12B展示在具有添加的串联电感708的情况下针对经调谐双侧驱动器电路724的测定功率等高线。因此，图11A到B展示针对相同负载的不同功率，而说明VD对功率的效应。图12A到B展示输出功率。
应注意，图11A、11B、12A和12B的测定效率和功率等高线仅针对驱动器电路724的特定配置为示范性的，且是出于说明的目的予以使用。更具体来说，图11A、11B、12A和12B提供说明使驱动器电路724有效率且使功率恒定的复数阻抗值的范围的值。应注意，图11A、11B、12A和12B的等高线曲线图可对应于来自双侧驱动器电路724配置的结果。为了与单侧驱动器电路724进行比较，将把值除以二。相比于图10B，应注意，图12A和12B所展示的恒定功率等高线的形式仍为圆形，但归因于FET 704中固有的本体二极管的效应而失真。同样地，图11A所展示的效率等高线与图10B相似，然而，效率值随着到FET的负载电阻减小(其可归因于FET 704中的损耗)而减小。
基于图9到12的结果，示范性实施例的某些方面是针对位于驱动器电路724与发射电路750之间的阻抗变换电路(还在本文中被称作滤波器电路)，所述阻抗变换电路将呈现给发射电路750的可变负载阻抗变换成使驱动器电路724高度有效率且使功率实质上恒定的值。这些值可由图9到12所展示的高效率和恒定功率等高线来定义。呈现给发射电路750的可变负载可在电抗和电阻两者上广泛地变化，如上文进一步所描述。如将在下文中所指示，变换电路经配置以变换阻抗以将效率维持于高电平，同时将电力传送在电抗性负载的大范围上保持尽可能恒定。此可允许无线电力发射器604中的驱动器电路724在呈现给发射电路750的负载归因于动态数目个无线电力接收器608a、608b和608c(图6)而电抗性地和电阻性地变化时有效率地提供功率。
在一实施例中，滤波器电路用以将呈现给发射电路750的可变负载阻抗变换成使驱动器电路724可高度有效率且使功率恒定的复数负载值。图13为根据本发明的示范性实施例的如包含滤波器电路1326的图7中的驱动器电路1324的示意图。滤波器电路1326(即，变换电路)定位于驱动器电路1324与发射电路1350之间。如所展示，发射电路1350展示包含电阻的变化和电抗的变化两者的可变负载1312。滤波器电路1326包含三个电抗性组件：X11328、X2 1330，和X3 1332。在一些实施例中，X1 1328和X3 1332为串联电感器，而X2 1330为分路电容器。滤波器电路1326经配置以将由发射电路1350呈现的阻抗Zin(TX)变换成阻抗Zload(XFRM)，阻抗Zload(XFRM)呈现给包含串联电感器1308的驱动器电路1324。此阻抗Zload(XFRM)接着通过串联电感1308移位以便“最佳地”拟合使驱动器电路1324最大程度上有效率(其中随着负载变化功率恒定或稳定)的负载线。呈现给FET 1304的全变换阻抗是由Zload(FET)来定义。针对滤波器电路1326和串联电感1308的组件值经配置成使功率随呈现给发射电路1350的负载的电阻性部分线性地增加且随着电抗变化具有尽可能高的效率。组件的值经选择成提供在最大化相对于电阻性部分Rin(TX)的变化的效率与最小化相对于电抗性部分Xin(TX)的变化的负载功率变化之间的平衡。
虽然还作为经配置以减少信号中的谐波的低通滤波器而操作，但滤波器电路1326经配置以将Zin(TX)的线性变化转换成Zin(XFRM)的圆形变化。如上文所提及，串联电抗1308将负载移位到针对FET 1304的特定范围中。滤波器电路1326经配置为T形网络。虽然根据本文中所描述的实施例还预期其它配置，但T形网络可减少组件的数目。
应注意，根据将串联电感器用于电抗组件X1 1328和X3 1332的一些实施例，高功率要求可增加电感器的成本。因而，可需要消除电抗组件中的一或多者。使用T形网络可允许消除电抗组件X1 1328和X3 1332，所述电抗组件X1 1328和X3 1332可被并入到线圈1314和/或串联电感器1308中。图14为根据一实施例的图13的电路的示意图。如所展示，图13的电抗组件X2 1330被展示为分路电容器1430。图14的电抗组件X1和X3被并入到线圈1414和串联电感器1408中。因而，滤波器电路1426仅包含分路电容器。应注意，仍基于本文中所描述的原理来选择X1和X3的值以实现所要阻抗变换，且因而，在X1和X3被并入到其它串联元件中时考虑X1和X3的经确定值的量。应注意，分路电容器1430可由单一分路电容器网络(例如，并联或串联连接式电容器的一些配置)替换。然而，仅需要分路网络。此情形可减少组件的数目且减少其它高成本电感器。电抗性组件1410、1408、1430、1416和1414的值经选择成使得电路1406经配置以将阻抗变换成对应于具有恒定功率的驱动器电路1424的高效率的值。举例来说，基于与固定供应电压下的输出功率或电流成比例的阻抗变换比率来选择分路电容器1430。串联L值1408接着可选自分路C值。因而，电路1406可在维持其输出功率的同时跨宽的电抗范围有效率地工作，且用以解谐电抗摆动的电抗负载开关可没有必要。因而，定位于E类放大器与谐振发射电路之间的单一分路电容器网络在与现有电感的调谐调整组合时可提供如本文中所描述的特定阻抗变换。此包含相对于在宽电抗范围上的实数负载线性地递送功率，从而具有对电抗性负载改变的减少的敏感度且提供针对实质上最大功率的高效率。此外，分路电容器1430的值可经选择成确定滤波器变换的阻抗比率，其可允许权衡所述阻抗比率与例如源线圈(即，发射器)与负载线圈(即，接收器)之间的相互耦合的其它因素。
再次参看图13，滤波器电路1326的组件的值可经挑选成使得发射电路1350的变化的阻抗(归因于接收器608a、608b和608c)是由滤波器电路1326变换。所述变换的阻抗值可对应于提供高度有效率驱动器电路1324操作同时还增加在给定宽电抗摆动的情况下所递送的功率的平坦度的阻抗值(例如，如图9和10所展示的阻抗值)。滤波器电路1326的组件值经挑选成执行阻抗变换，阻抗变换将由发射线圈1350经历的负载1312的阻抗变换成与提供高效率和恒定功率(如图9到12所展示)的复数值尽可能密切地拟合的复数阻抗。在如将在下文中进一步描述的一些实施例中，结合滤波器电路1326使用驱动器电路1324的串联电感1308的选择，以将由滤波器电路1326执行的阻抗变换移位以与提供高效率和恒定功率的复数值尽可能密切地匹配。
在一示范性实施例中，滤波器电路1326可经配置以修改呈现给所述滤波器电路1326的阻抗(例如，归因于可变数目个接收器608a、608b和608c的发射电路1350的阻抗)，以将驱动器电路1324的效率维持于具有电阻性和电抗性变化的某复数阻抗范围内的处于驱动器电路1324的最大效率的20％内的电平。在另一实施例中，效率可被维持于驱动器电路1324的最大效率的10％内或更低的电平。滤波器电路1326进一步经配置以维持实质上恒定的功率输出电平，而不管从发射电路1350呈现的复数阻抗范围内的电抗性变化。此外，滤波器电路1326经配置以维持功率输出电平与复数阻抗范围内的电阻性变化之间的实质上线性的关系。滤波器电路1326可被称作或经配置为阻抗变换网络。呈现给滤波器电路1326的由滤波器电路1326变换的阻抗值范围的特征可在于复数阻抗值范围。复数阻抗值范围可处于由第一实数阻抗值和第二实数阻抗值定义的范围内，其中第一实数阻抗值对第二实数阻抗值之间的比率为至少2∶1。另外，阻抗的电抗性变化的范围可与实数阻抗范围有关。举例来说，使滤波器经配置以维持于最大效率的20％的效率的电抗性变化的范围的量值可为实数阻抗范围的量值的实质上两倍。电抗性阻抗范围的中心可以呈现给发射电路的瞬时实数阻抗值(即，电阻性)实质上居中。滤波器电路1326进一步经配置以维持实质上恒定的功率电平，而不管阻抗范围内的电抗性变化。另外，滤波器电路1326经配置以维持功率电平与阻抗范围内的实数变化之间的实质上线性的关系。举例来说，实数(即，电阻性)阻抗值范围可实质上处于8Ω与80Ω或4Ω与40Ω之间，而具有10比1的比率。在此情况下，虚数(即，电抗性)范围可具有大约144的量值且可横跨从-74jΩ到+152jΩ的任何处(此取决于实数阻抗的瞬时值)。在另一实施例中，实数阻抗值范围可介于实质上1Ω与实质上200Ω之间。此外，在一实施例中，虚数阻抗范围可介于实质上-200jΩ与+200j jΩ之间。在实数阻抗和虚数阻抗(即，电阻性和电抗性)的此范围内，滤波器电路1326和串联电感1308的选择经配置以将驱动器电路1324的效率维持于驱动器电路1324的最大效率的20％内；维持实质上恒定的功率电平，而不管电抗性变化；及/或维持功率电平与阻抗范围内的实数变化之间的实质上线性的关系。
虚数阻抗范围还可由第一虚数阻抗值和第二虚数阻抗值来定义。第一虚数阻抗值和第二虚数阻抗值可定义适当最小虚数阻抗值和最大虚数阻抗值。虚数阻抗值范围(即，第一虚数阻抗值与第二虚数阻抗值之间的差的量值)可由虚数阻抗值的量值对实数阻抗值的量值(例如，等于第一实数阻抗值与第二实数阻抗值之间的差的量值)的比率来定义。所述比率可为1∶2、2∶1、1∶1、2∶3、3∶2等等中的至少一者。举例来说，如果实数阻抗值的量值为72Ω且比率为2∶1，则虚数阻抗值的范围的量值可为144jΩ(例如，最小值到最大值的范围)。在另一实例中，在一实施例中，第一实数阻抗值可为实质上4Ω，第二实数阻抗值可为实质上40Ω，第一虚数阻抗值可为实质上-4jΩ，且第二虚数阻抗值可为实质上j50Ω。在给定接收器的设计参数和潜在数目的情况下，大范围的复数阻抗值可呈现给滤波器电路1136。因而，由本文中所描述的各种示范性实施例预期的范围和比率可从提供于本文中的特定实例而实质上变化。
根据某些实施例，可提供如图13所展示的被动式或固定滤波器电路1326(即，滤波器电路1326的实质上所有组件可为被动式电路元件)。所述电路将不具有电抗性元件的动态存取。因而，滤波器电路1326可无需控制信号或其它动态逻辑来在负载在操作期间改变时控制或配置电路。此情形可减少成本和复杂度且可提供其它益处，如由所属领域的技术人员应了解。
在一些实施例中，驱动器电路1324可在驱动器电路1324的操作频率为实质上6.78MHz时产生6.78MHz的谐波。出于各种原因(包含为满足规则要求)，滤波器电路1326可进一步经配置以减少由驱动器电路1324产生的非想要谐波。通过使用从例如图9和10的曲线图导出的信息，滤波器电路1326可经设计(在各种实施例中)成满足频谱发射屏蔽要求(经由减少谐波)、确保可供递送最大功率的负载阻抗高于供实现最大效率的负载，和/或扩大使驱动器电路1324高度有效率的负载阻抗值的范围。
示范性滤波器电路操作
图15为展示由滤波器电路1326变换的阻抗相对于呈现给发射电路1350的如映射到高效率等高线的阻抗的曲线图。举例来说，为了说明滤波器电路1326的操作，图15展示经配置以与理论单侧驱动器电路724匹配且具有图10B所展示的负载等高线的滤波器电路1326的示范性结果。虽然描述特定值，但应注意，这些值仅为示范性的且是出于用于特定驱动器电路配置的滤波器电路的操作的说明的目的，且根据本文中所描述的原理预期广泛多个其它值。图15展示两个圆1502和1504。以Rin(XFRM)＝0+0j为中心的一个圆1502定义在Xin(TX)＝0的情况下针对在5个欧姆步骤中从0欧姆到1000欧姆的Rin(TX)变化的Zin(XFRM)。路径随着Rin(TX)增加在逆时针方向上继续。此圆的半径(被定义为Rd)为16.55欧姆，其经选择成与图10B的100％效率理论等高线902匹配。因为标记针对Rin(TX)相隔5欧姆，所以应注意，Zin(XFRM)在Zin(TX)＝25+j0欧姆时达到峰值。此定义电路的阻抗变换比率，且可按需要经设定。对于Rin(TX)的变化，在给定Xin(TX)的其它值的情况下，应注意，比率导致全部穿过Zin(XFRM)＝0，-16.55j的圆。
正交于第一圆1502的第二圆1504定义在Rin(TX)在25欧姆下保持恒定时针对在5个欧姆步骤中从-1000到1000的Xin(TX)变化的Zin(XFRM)。其以Zin(XFRM)＝16.55-16.55j欧姆为中心，其促使此两个曲线在Zin(XFRM)＝16.55+0j欧姆处相交。对于Xin(TX)的变化，在给定Rin(TX)的其它值的情况下，应注意，这些变化导致穿过Zin(XFRM)＝0，-16.55j的圆。图16展示此结果，其中Rin(TX)在较大范围上变化，而非被指定。
由FET 1304经历的阻抗可为与由添加的串联电感1308移位到右侧的图16相同的曲线图。图16所展示的结果进一步展示构成变换的Zin的曲线独立于所选择的变换。仅Zin(XFRM)到Zin(TX)的映射改变。
在给定来自图12的观测的情况下，为了选择串联电感1308的值，决定在何处定位如由FET 1304经历的所有曲线会合的点。举例来说，图10B展示为实现100％效率在FET1304处的阻抗。在此情况下，Rd为16.55欧姆，且理论截取点处于Zin(FET)＝0+7.74j欧姆处。
图17展示针对Rd等于16.55欧姆的两倍的路径，此还将FET 1304上的分路电容器1310减少为原来的二分之一。在此情况下，截取处于Zload(FET)＝0+15.5j欧姆处。
为了改进与FET 1304的匹配且因此实现在Rin(TX)变化时(但仅针对Xin(TX)＝0)的最大效率，在滤波器电路1602与FET 1304之间添加串联电抗1308。图18展示迭加于图10B的理论功率和效率等高线上的最终结果。
在理想结果中，效率在Xin(TX)＝0时针对所有Rin(TX)为100％，但恒定功率等高线并非完美拟合。对于Vd＝10Vdc，功率被预测为沿着点线路径处于恒定量(且其中曲线相交)，但将针对非零Xin(TX)而增加，这是因为较高功率区为定位于彼此内部的更小的圆。
因而，图15到18说明根据示范性实施例的由具有拥有经配置值的组件的滤波器电路1326进行的阻抗变换的操作。
选择滤波器电路组件的方法
如所指示，滤波器电路1326的组件经选择成执行如上文所描述的所要阻抗变换。根据一实施例，提供用于确定提供所描述阻抗变换的滤波器电路1326的组件的值的方法。在一方面中，所述方法是从定义从Zin(TX)到Zin(XFRM)的变换的关系导出。Zin(TX)可被定义为R+jX且Zin(XFRM)可被定义为Zin(R，X)。以此形式，Zin(R，X)为：
根据所述方法，使用两个变量以确定滤波器电路电抗X1 1328、X2 1330和X31332。第一变量Rd使Zin(R，X)在R变化时(同时X固定处于0欧姆)最佳地拟合到测定效率等高线。定义这些值的半圆是以Zin(R，X)＝0+j*0居中且在某Zin(TX)＝Rin0+j*0处达到Rd的最大值。被定义为在X＝0时的R的值的变数R0导致Zin(R0，0)＝Rd。此定义可在一个点处进行的滤波器电路1326的阻抗变换比率，这是因为此变换可为非线性。
所述方法包含确定效率和功率等高线相对于FET 1304处的复数负载。此确定可使用直接测量来考虑如上文所描述的损耗。举例来说，图11A、11B、12A和12B展示可根据此方法使用的示范性等高线。应注意，根据所述方法的测试结果包含将FET 1304分路的电容器1310。此节点处的总电容可确定最大效率区。
所述方法进一步包含确定相对于实数负载增加效率或相对于虚数负载保持功率恒定根据特定所要操作是否更佳。此情形设定由包含X1 1328、X2 1330和X3 1332的变换产生的圆的放置。可随后确定输入移位所需的串联电抗1308。输出(负载)移位所需的串联电抗可通过使TX线圈1314失谐来实现。
所述方法进一步包含针对将最佳地拟合测定效率等高线的Zin(R，0)选择如上文所描述的半圆路径半径Rd。如所提及，此半圆是以Zin(R，X)＝0+j*0居中且在某Zin(TX)＝Rin0+j*0处达到Rd的最大值。
所述方法进一步包含确定与半圆路径的此最大值Rd相交的全圆路径。此圆正交于恒定效率等高线，且大约沿着恒定功率等高线。对于Zin＝Rin0+j*Xin(其中Rin0固定且Xin可变)，所得Zin(Rin0，Xin)将沿着此圆。
所述方法进一步包含在Zload将达到峰值且等于Rd+0j的情况下选择针对阻抗的R0的值。从Rd和R0，可根据以下等式来确定X1 1328、X2 1330和X3 1332的值。
X1(R0)：＝(2·Rd·R0).5-Rd
X2(R0)：＝-(2·Rd·R0).5
X3(R0)：＝(2·Rd·R0).5-R0
相应地，在给定Rd和R0的情况下，Zin(R，X)等于：
滤波器电路配置的实例
图19到21展示根据一实施例的针对一个示范性滤波器电路1326配置的结果。应注意，虽然提供特定数值，但所述值用以说明用于滤波器电路1326的组件值的选择的一个实例，且可根据本文中所描述的原理使用用于所述组件的其它值。滤波器电路1326的值经配置以提供在电抗性负载X的大范围上的实质上恒定的功率。所述值被指示为用于双侧配置的驱动器电路724的每一侧的值的两倍。用于此示范性滤波器的Rd和R0的值被发现分别为17.6和23.3。
针对每一单边带变换的所得示范性值为：
X1＝11.0欧姆，或L1＝259nH
X2＝-28.6欧姆，或C2＝820pf
X3＝5.4欧姆，或L3＝125nH
对于FET 1304，Cshunt 1310的值经选择为2*287pf。此包含在80pf下估计的每一FET电容。对于滤波器电路1326，其经确定最大化到例如图12A和12B中的恒定功率曲线的拟合。此情形导致从最大效率路径的偏移，且此拟合通过添加串联电感1308来实现。从图11A和11B，对圆半径的选择为35.2欧姆。所得FET负载路径按需要在Rin(TX)＝46.6欧姆处达到峰值。
图19展示在指定Zin(TX)负载范围上的双侧滤波器电路1326的所得经变换阻抗。经变换阻抗接着由具有2*516nH的Lseries 1308移位以与所要FET负载对准。双侧滤波器电路1326包含2*820nH串联电感、820/2pf分路电容器，和2*25nH串联电感。此最终串联电感器可简单地通过使TX线圈1314失调达+10.6欧姆来实现。
应注意，对应于特定电抗的实数阻抗的变化的“直线”阻抗变换成正交圆。此将对如图13所展示的任何滤波器电路1326而言确实如此。此外，应注意，Zin(XFRM)给定Zin(TX)＝Rin(TX)+0*j。对于此结果，Rin(TX)变化为0、5，......75欧姆。理想地，Zin(ZFRM)在X＝0的情况下在Rin(TX)＝45欧姆时达到35.2欧姆的峰值。另外，Rin(XFRM)的峰值和位置随着Xin(TX)改变而改变。此为变换经设计成具有Xin(TX)＝0的原因。此外，变换具有Zin(TX)＝45欧姆+j Xin(TX)。Xin(TX)变化为-50，-40......50欧姆。图19的其它点展示可为在给定Zin(TX)的指定范围的情况下的成果的所有可能点。
为了叠加关于图11A、11B、12A和12B的数据的变换预测，可将图19的变换移位以与来自负载盒的测定结果匹配。涉及两种电抗性移位。第一移位为在FET与其滤波器电路(对于双侧配置)之间添加两个串联电抗。此添加的电抗(Xshift)与滤波器电路1326的X1 1328组合使得每一侧上的总串联电感为约820nH。
第二移位为在不具有任何变换的情况下移除用以测试驱动器电路的两个600nH串联电感。在这些移位之后，经变换路径可叠加于单独针对FET所测量的功率和效率等高线上。
图20展示针对叠加于图12B的测定数据上的此实例的滤波器电路1326的路径。如前所述，半圆是针对固定X＝0和变量R，且全圆具有固定Rin(TX)＝45欧姆和变量X。如可看出，预期功率相对于X等高线相当恒定，而功率相对于变量R保持随着R增加而增加。应注意，可看出线相交的功率为约1.3瓦，其被递送到为35欧姆的Rload(FET)中，其中Vd＝5.5伏特。通过将Vd增加到10伏特，此功率应增加到约4.3瓦。
图21展示针对叠加于图11B的测定数据上的此实例的滤波器电路1326的路径。如前所述，半圆是针对固定X和变量R，且全圆具有固定R和变量X。如可看出，效率针对Rload＝46、Xload＝0不处于最大值。在Rload＝30、Xload＝-20周围发生最大值，其确实位于增加的Rin(TX)的路径上。
应注意，除了拟合功率和效率等高线以外，本文中所描述的方法还可允许设定变换器的阻抗比率。
除了本文中在上文所揭示的***和方法以外，附上一个附录：附录A。附录A在描述可通过本文中所揭示的方法和***中的一或多者使用的滤波器电路1326的各种配置的二十(20)页中。虽然附录可说明具有特定组件值的滤波器电路，但应注意，所述值是出于阻抗变换的操作和性能的说明起见而提供，且根据本文中所描述的原理而选择的其它实施例的组件值可广泛地变化。
可使用的驱动器电路1324的另外设计特性可包含驱动器电路特性阻抗、输入电压和串联电抗。根据一些实施例，滤波器电路1326的多种特性可经挑选成达到可与高效率曲线902和功率等高线相关的所要阻抗变换。滤波器电路1326的特性可包含所要极的数目、滤波器电路的类型，或堆叠式滤波器电路的数目。滤波器电路1326可为可采取多种形式的电抗性元件的梯形网络。举例来说，梯形网络可包括多个电抗性级(即，电抗性电路)，每一电抗性级包含电抗性组件的组合。梯形网络的单个值或多个值中任一者可基于所要响应予以调整。一些滤波器电路可较不理想，例如，产生仅电抗移位而不管所挑选的特性阻抗的滤波器电路1326。梯形网络还可包含——多于三个电抗性元件，在此种情况下，所有这些元件可使用一共同参数而变化。使用多个元件可极大地减少谐波。然而，在一些情况下，可需要减少(例如)如上文参看图14所描述的滤波器电路的组件的数目。
此外，如上文所描述，滤波器电路1326的原型类别、滤波器类型、截止频率和特性阻抗还可经配置以实现可使用的所要阻抗响应。原型类别可指示如何基于其它参数来挑选组件值。滤波器电路1326的类型可为低通、高通、带通、陷波，或其组合。截止频率可为3dB衰减点，但截止频率可取决于原型类别而变化。特性阻抗可为滤波器电路1326的目标实数阻抗(如果此用于单阻抗电路(例如，50ΩRF电路)中)。
根据一实施例，在给定这些特性的若干特性集合(例如，选择驱动器电路设计和驱动器电路滤波器串联电抗1308)的情况下，可导出允许***执行电阻性和电抗性负载阻抗范围的阻抗变换的未经选择特性(例如，滤波器电路1326设计)，所述阻抗变换将电阻性和电抗性负载阻抗变换成使驱动器电路1324高度有效率且使功率恒定的值。
另一方法可包含将串联电抗和梯形网络(即，滤波器电路1326)的逆变换应用于高效率曲线902和恒定功率。
如本文中所指示，驱动器电路1324可表现为针对某阻抗范围供应恒定电流(而不管呈现给驱动器电路1324的那个范围内的阻抗)的理想AC电流源(其中源阻抗高于最大实数负载的某一比率)。可基于所使用的特性的组合来挑选所述特定恒定电流。因而，无线电力发射器404可能够随着电阻(即，实数阻抗)增加提供更多电力来源。
一旦已确定滤波器电路1326的组件值，则在滤波器电路的元件以不同阻抗值变更的情况下，阻抗变换就可能不会引起使驱动器电路1326有效率且使实现恒定功率的所要阻抗。举例来说，“不理想”变换可由使用低容许度组件(例如，可变化百分之20的组件)引起。在此滤波器设计中，虽然使用相似组件，但阻抗值的改变可不会引起允许在多种复数阻抗由发射电路1350呈现给驱动器电路1324时使驱动器电路1324有效率的阻抗变换。
根据滤波器电路的配置，各种元件的阻抗的值特别以实现如上文所描述的所要变换的方式予以挑选。将针对任何给定元件的这些阻抗值变更甚至达5％会引起显著不同阻抗变换。因而，如上文所描述的导致将驱动器电路1324维持于高效率(例如，在最大效率的20％内)的给定阻抗变换是在根据本文中所描述的原理对滤波器元件的阻抗值的谨慎选择之后来实现。
图22为用于设计高度有效率发射电路的示范性方法的流程图。发射电路可经配置以用于无线地输出电力以对接收器装置进行充电或供电。在框2202中，可选择经配置以在由负载呈现给驱动器电路1324的第一复数阻抗值范围上以效率阈值而操作的所述驱动器电路1324。基于所挑选的特性，在框2204中，可选择经配置以执行阻抗变换以将呈现给滤波器电路1326的阻抗变换成与第一复数阻抗值范围相关的第二复数阻抗值范围的所述滤波器电路1326。在框2206中，可选择经配置以将第二复数阻抗值范围移位使得呈现给驱动器电路1324的阻抗实质上等效于第一复数阻抗值范围的阻抗值的阻抗调整元件1308。
应进一步了解，滤波器电路1326可经配置以变换针对除了发射电路1350以外的其它类型的负载的阻抗值，且因此，各种实施例的原理可用广泛多种负载来实践。因而，本文中所描述的实施例不限于提供无线电力，且根据本发明的示范性实施例可在驱动器电路1324可驱动具有某阻抗值范围的任何类型的可变负载的其它情形下适用。在一些实施例中，发射电路1350可包含经配置以在由驱动器电路1350提供的信号的频率下谐振的发射线圈(或循环天线)。发射电路1350可经配置以无线地输出电力以对如上文所描述的接收器608a、608b和/或608c进行充电或供电。发射电路1350可进一步经配置以将电力无线地发射到多个接收器608a、608b和608c。接收器608a、608b和608c中的每一者可变更由发射电路1350经历的阻抗以使得发射电路1350可包含大范围的复数阻抗值，所述大范围的复数阻抗值可由滤波器电路1326变换。滤波器电路1326可将阻抗值变换成具有非零电抗的值，使得其为具有对应于电阻的实数部分和对应于电抗的虚数部分的复数阻抗值。
在一些实施例中，滤波器电路1326可为被动式电路且可无需操作添加的逻辑或控制信号。滤波器电路1326可为低通滤波器电路。应了解，可根据示范性实施例来使用广泛多种滤波器电路配置，且可如根据本文中的原理所描述来选择广泛多种滤波器电路配置。
由驱动器电路1324提供的功率量可经配置以随着由驱动器电路1324经历的阻抗的电阻性部分的量增加而增加。此可允许在更多无线电力接收器608a、608b和608c从发射电路1350接收电力时不断地递送较高功率，同时维持效率。此外，滤波器电路1326可允许使得由可供提供最大功率的驱动器电路1324经历的阻抗的量值比由供提供驱动器电路1324的最大效率的驱动器电路1324经历的阻抗的量值高。因而，驱动器电路1324可执行为在电阻(即，实数阻抗值)范围上的恒定电流源。如上文所描述，驱动器电路1324可为E类放大器或例如开关放大器等其它放大器。驱动器电路1324可包含如上文所描述的其它类型的放大器。然而，应注意，在某些实施例中，D类电路将表现得像电压源。
应进一步了解，虽然被展示为滤波器电路1326，但根据本文中所描述的原理可使用其它类型的电路、组件或模块以执行如上文所描述的阻抗变换类型以将阻抗值范围变换成使驱动器电路1324高度有效率的复数值。
如参看图13所描述，滤波器电路1326的功能中的一者为移除由驱动器电路1324产生的非想要谐波。在一个方面中，谐波可导致从发射电路1350的不当发射。因而，滤波器电路1326可经配置以减少从发射电路1350的发射来减少发射以满足频谱发射要求以及执行如上文所描述的阻抗变换。举例来说，如上文所描述，滤波器电路1326可为能够抑制发射电路1350的经辐射发射和经传导发射且减少从接收器到发射器的耦合的七阶的低通滤波器。在一个实施例中，滤波器电路1326可经配置以将发射器的经辐射发射和经传导发射减少/抑制处于实质上20MHz到250MHz之间。应了解，滤波器电路1326可进一步经配置以根据不同应用和功率要求或不同操作频率而将发射抑制处于其它频率范围内。
图23为根据一示范性实施例的发射电路2300的部分的另一示意图。发射电路2300展示除了用于减少发射的其它组件以外还包括双驱动器电路2324的实例。如所展示，包含经配置以减少从驱动器电路2324和发射电路2350到电源2302的发射的第一滤波器电路2360和旁路电容器2370。在一些实施例中，发射电路2300可包含VDD上的分路电容器。2360处的电感器可为共模抗流圈。驱动器电路2324包含双E类放大器2324，双E类放大器2324经由如所展示的第三滤波器电路2323来驱动发射电路2350。第三滤波器电路2323(双滤波器电路)经配置以执行如上文所描述的阻抗变换。第三滤波器电路2323可进一步经配置以减少如上文所描述的发射电路2350的发射。
图24展示作为呈现给如图13中的驱动器电路1324的负载阻抗的实数分量和虚数分量的函数的所述驱动器电路1324的功率输出的测定结果。测定结果展示如上文所描述且在阻抗Zload(XFRM)呈现给驱动器电路1324时的功率等高线。如所展示，功率输出大约独立于Xload，同时在任何Xload处相对于Rload而增加。
上文所描述的方法的各种操作可通过能够执行所述操作的任何合适装置(例如，各种硬件和/或软件组件、电路和/或模块)执行。通常，各图中所说明的任何操作可通过能够执行所述操作的对应功能装置执行。举例来说，发射的装置可包含发射电路。用于驱动的装置可包含驱动器电路。用于滤波的装置可包含滤波器电路。
所属领域的技术人员应理解，可使用多种不同技艺和技术中任一者来表示信息和信号。举例来说，可通过电压、电流、电磁波、磁场或磁性粒子、光学场或光学粒子或其任何组合来表示可贯穿以上描述而参考的数据、指令、命令、信息、信号、位、符号和码片。
所属领域的技术人员应进一步了解，结合本文中所揭示的示范性实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块、电路和算法步骤可被实施为电子硬件、计算机软件或两者的组合。为了清楚地说明硬件与软件的此可互换性，各种说明性组件、块、模块、电路和步骤已在上文大体按其功能性予以描述。此功能性是实施为硬件或是软件视特定应用和强加于整个***上的设计约束而定。所属领域的技术人员可针对每一特定应用以变化的方式来实施所描述功能性，但这些实施决策不应被解释为导致脱离本发明的示范性实施例的范围。
可通过通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或其经设计以执行本文中所描述的功能的任何组合来实施或执行结合本文中所揭示的示范性实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块和电路。通用处理器可为微处理器，但在替代例中，处理器可为任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可被实施为计算装置的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器、结合DSP核心的一或多个微处理器，或任何其它此配置。
结合本文中所揭示的示范性实施例而描述的方法或算法的步骤可直接以硬件、以由处理器执行的软件模块或以两者的组合体现。软件模块可驻留于随机存取存储器(RAM)、快闪存储器、只读存储器(ROM)、电可编程ROM(EPROM)、电可擦除可编程ROM(EEPROM)、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD ROM，或此项技术中已知的任何其它形式的存储媒体中。示范性存储媒体耦合到处理器，使得所述处理器可从存储媒体读取信息和将信息写入到存储媒体。在替代例中，存储媒体可与处理器成一体。处理器和存储媒体可驻留于ASIC中。ASIC可驻留于订户终端中。在替代例中，处理器和存储媒体可作为离散组件驻留于订户终端中。
在一或多个示范性实施例中，可以硬件、软件、固件或其任何组合来实施所描述的功能。如果以软件实施，则功能可作为一或多个指令或程序代码而存储于计算机可读媒体上或经由计算机可读媒体而发射。计算机可读媒体包含计算机存储媒体和通信媒体两者，通信媒体包含促进将计算机程序从一处传送到另一处的任何媒体。存储媒体可为可由计算机存取的任何可用媒体。通过实例而非限制，这些计算机可读媒体可包括RAM、ROM、EEPROM、CD ROM或其它光盘存储器、磁盘存储器或其它磁性存储装置，或可用以载运或存储呈指令或数据结构的形式的所要程序代码且可由计算机存取的任何其它媒体。而且，任何连接被适当地称为计算机可读媒体。举例来说，如果使用同轴电缆、光纤缆线、双绞线、数字订户线(DSL)或例如红外线、无线电和微波的无线技术而从网站、服务器或其它远程源传输软件，则同轴电缆、光纤缆线、双绞线、DSL或例如红外线、无线电和微波的无线技术包含于媒体的定义中。如本文中所使用的磁盘和光盘包含压缩光盘(CD)、激光光盘、光学光盘、数字多功能光盘(DVD)、软盘和蓝光光盘，其中磁盘通常以磁性方式重现数据，而光盘通过激光以光学方式重现数据。以上各者的组合还应包含于计算机可读媒体的范围内。
如本文中所使用，术语“确定”涵盖广泛多种动作。举例来说，“确定”可包含演算、计算、处理、导出、研究、查找(例如，在表、数据库或另一数据结构中查找)、查明和其类似者。而且，“确定”可包含接收(例如，接收信息)、存取(例如，存取存储器中的数据)和其类似者。而且，“确定”可包含解析、选择、挑选、建立和其类似者。
本文中所揭示的方法包括用于实现所描述方法的一或多个步骤或动作。在不脱离权利要求书的范围的情况下，可将方法步骤和/或动作彼此互换。换句话说，除非指定步骤或动作的特定次序，否则可在不脱离权利要求书的范围的情况下修改特定步骤和/或动作的次序和/或使用。
提供所揭示示范性实施例的先前描述以使任何所属领域的技术人员能够制造或使用本发明。对于所属领域的技术人员而言，对这些示范性实施例的各种修改将易于显而易见，且可在不脱离本发明的精神或范围的情况下将本文中所定义的一般原理应用于其它实施例。因此，本发明无意限于本文中所展示的示范性实施例，而应被赋予与本文中所揭示的原理和新颖特征一致的最广范围。

Claims (26)

1.一种发射器设备，其包括：
驱动器电路，其特征在于效率和功率输出电平，所述驱动器电路电连接到具有阻抗的发射电路，所述发射电路的所述阻抗在包含电阻性变化和电抗性变化的第一复数阻抗范围内，所述第一复数阻抗范围是由最小实数阻抗值、最大实数阻抗、最小虚数阻抗值和最大虚数阻抗值定义，所述最大实数阻抗值对所述最小实数阻抗值的比率为至少2:1，所述最大虚数阻抗值与所述最小虚数阻抗值之间的差的量值为所述最小实数阻抗值与所述最大实数阻抗值之间的差的量值的至少两倍；及
滤波器电路，其电连接到所述驱动器电路与所述发射电路之间，其中所述滤波器电路具有一或多个电抗组件，所述一或多个电抗组件的组件值经选择以使得：
在所述发射电路的所述阻抗处于所述第一复数阻抗范围内时将所述驱动器电路的所述效率维持于所述驱动器电路的最大效率的20％内，
不管所述第一复数阻抗范围内的所述电抗性变化，维持功率输出电平实质上恒定，且
所述功率输出电平与所述第一复数阻抗范围内的所述电阻性变化具有实质上线性的关系。
2.根据权利要求1所述的发射器设备，其中所述比率为至少5:1或至少10:1中的一者。
3.根据权利要求1所述的发射器设备，其中所述最小实数阻抗值为实质上1欧姆，所述最大实数阻抗值为实质上50欧姆，所述最小虚数阻抗值为实质上-50j欧姆，且所述最大虚数阻抗值为实质上+50j欧姆。
4.根据权利要求1所述的发射器设备，其中所述最小实数阻抗值为实质上1欧姆，所述最大实数阻抗值为实质上100欧姆，所述最小虚数阻抗值为实质上-100j欧姆，且所述最大虚数阻抗值为实质上+100j欧姆。
5.根据权利要求1所述的发射器设备，其中所述发射电路包括发射线圈，所述发射线圈电连接到所述滤波器电路的输出，所述发射线圈经配置以在足以对一或多个接收器装置进行充电或供电的电平下无线地发射电力。
6.根据权利要求1所述的发射器设备，其中所述发射电路经配置以在足以对一或多个接收器装置进行充电或供电的电平下无线地发射电力，且其中用以从所述发射电路接收电力的所述一或多个接收器装置的定位引起所述发射电路的所述阻抗的所述电阻性和电抗性变化。
7.根据权利要求1所述的发射器设备，其中所述驱动器电路包括E类放大器电路，所述E类放大器电路包括开关、开关分路电容器，和串联电感器。
8.根据权利要求7所述的发射器设备，其中所述滤波器电路包括一或多个电抗组件，其中所述一或多个电抗组件和所述串联电感器的值经选择成引起所述阻抗的修改，以维持所述效率和所述功率输出电平。
9.根据权利要求8所述的发射器设备，其中所述一或多个电抗组件是由单一分路电容器网络组成，所述单一分路电容器网络电耦合到接地且处于所述驱动器电路与所述发射电路之间。
10.根据权利要求7所述的发射器设备，其中所述串联电感器经配置以引起所述驱动器电路与所述滤波器电路之间的阻抗的电抗性移位。
11.根据权利要求1所述的发射器设备，其中所述最小实数阻抗值和所述最大实数阻抗值对应于所述电阻性变化，且其中所述最小虚数阻抗值和所述最大虚数阻抗值对应于电抗性变化。
12.根据权利要求1所述的发射器设备，其中所述功率输出电平随着所述阻抗的电阻性部分的量增加而增加。
13.根据权利要求1所述的发射器设备，其进一步包括：
所述发射电路，其包括线圈，所述线圈具有串联地电连接到电容器以形成谐振电路的电感，
其中所述驱动器电路包括开关放大器电路，所述开关放大器电路包括开关、开关分路电容器和电连接到所述驱动器电路的输出的串联电感器，
所述滤波器电路电连接于所述驱动器电路与所述发射电路之间，所述滤波器电路仅包括单一分路电容器网络。
14.根据权利要求1所述的发射器设备，其中所述滤波器电路包括一或多个电抗组件，所述一或多个电抗组件具有从如下各者导出而选择的值：
第一值Rd，其对应于半圆的半径，所述半圆是由沿着所述半圆的周边的复数阻抗值集合来定义，所述复数阻抗值集合对应于使驱动器电路的效率处于所述驱动器电路的最大效率的至少20％内的值；及
第二值R0，其对应于所述滤波器电路的负载处的实数阻抗值，其导致在所述滤波器电路的输入处等于Rd的经变换阻抗。
15.一种调整驱动器电路的阻抗的方法，所述驱动器电路的特征在于效率和功率输出电平，所述驱动器电路电连接到具有阻抗的发射电路，所述发射电路的所述阻抗在包含电阻性变化和电抗性变化的第一复数阻抗范围内，所述第一复数阻抗范围是由最小实数阻抗值、最大实数阻抗、最小虚数阻抗值和最大虚数阻抗值定义，所述最大实数阻抗值对所述最小实数阻抗值的比率为至少2:1，所述最大虚数阻抗值与所述最小虚数阻抗值之间的差的量值为所述最小实数阻抗值与所述最大实数阻抗值之间的差的量值的至少两倍，所述方法包括提供一滤波器电路，其电耦合在所述驱动器电路和所述发射器电路之间，其中所述滤波器电路具有一或多个电抗组件，所述一或多个电抗组件的组件值经选择以使得：
在所述发射器电路的所述阻抗处于所述第一复数阻抗范围内时将所述驱动器电路的所述效率维持于所述驱动器电路的最大效率的20％内；
维持实质上恒定的功率输出电平，而不管所述第一复数阻抗范围内的所述电抗性变化；及
维持所述功率输出电平与所述第一复数阻抗范围内的所述电阻性变化之间的实质上线性的关系。
16.根据权利要求15所述的方法，其中所述比率为至少5:1或至少10:1中的一者。
17.根据权利要求15所述的方法，其中所述最小实数阻抗值为实质上1欧姆，所述最大实数阻抗值为实质上50欧姆，所述最小虚数阻抗值为实质上-50j欧姆，且所述最大虚数阻抗值为实质上+50j欧姆。
18.根据权利要求15所述的方法，其中所述最小实数阻抗值为实质上1欧姆，所述最大实数阻抗值为实质上100欧姆，所述最小虚数阻抗值为实质上-100j欧姆，且所述最大虚数阻抗值为实质上+100j欧姆。
19.根据权利要求15所述的方法，其进一步包括在足以对一或多个接收器装置进行充电或供电的电平下无线地发射电力。
20.根据权利要求15所述的方法，其进一步包括在足以对一或多个接收器装置进行充电或供电的电平下无线地发射电力，且其中用以从所述发射电路接收电力的所述一或多个接收器装置的定位引起所述发射电路的所述阻抗的所述电阻性和电抗性变化。
21.根据权利要求15所述的方法，其中所述驱动器电路包括E类放大器电路，所述E类放大器电路包括开关、开关分路电容器，和串联电感器。
22.根据权利要求21所述的方法，其中所述一或多个电抗组件和所述串联电感器的值经选择成引起所述阻抗的修改，以维持所述效率和所述功率输出电平，且其中所述修改是在包括所述一或多个电抗组件的滤波器电路处进行。
23.根据权利要求22所述的方法，其中所述一或多个电抗组件是由单一分路电容器网络组成，所述单一分路电容器网络电耦合到接地且处于所述驱动器电路与所述发射电路之间。
24.根据权利要求21所述的方法，其进一步包括引起所述驱动器电路与所述滤波器电路之间的阻抗的电抗性移位。
25.根据权利要求15所述的方法，其中所述最小实数阻抗值和所述最大实数阻抗值对应于所述电阻性变化，且其中所述最小虚数阻抗值和所述最大虚数阻抗值对应于电抗性变化。
26.根据权利要求15所述的方法，其进一步包括随着所述阻抗的电阻性部分的量增加而增加功率输出电平。
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