'''' 11g386~!3 L'invention concerne un onduleur autonome a modula-tion de largeur d'impulsions. Cet onduleur est du type statique monophasé.
Dans la plupart des applications des onduleurs, il est nécessaire de prevoir un filtrage et une régulation de la tension de sortie. La qualité du filtrage et celle de la régu-lation sont des propriét~simportantes de l'onduleur.
- Les onduleurs autonomes de moyenne puissance (0,5 à
10 kW environ) disponibles actuellement sur le marché sont conçus selon trois types fondamentaux.
- onduleurs a thyristors avec régulation magnétique par ferrorésonance - onduleurs à thyristors en pont avec régulation électronique par modulation de la durée de conduction et commu-tation forcée par thyristors auxiliaires - onduleurs à modulation de largeur d'impulsions à
transistors.
Dans le premier type, le filtrage et la régulation sont assurés par le régulateur ferrorésonnant, dont la mise au point est délicate et nécessite une longue expérience des circuits magnetiques.
Dans le second type, le mode de régulation entraîne une certaine complexité du circuit de puissance, dont le coût est tel que cette technique n'est pas competitive dans la gamme de puissance considerée.
Dans le troisième type, la puissance maximale raisonnablement maîtrisable se situe aujourd'hui aux alentours de deux kilowatts, ce qui est insuffisant.
Le but de l'invention est de conserver les avantages de la modulation de largeur d'impulsions, tout en s'affranchis-sant de la limitation en puissance des onduleurs à transistors.
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L'invention a pour objet un onduleur autonome ~
modulation de largeur d'impulsions comportant un transformateur comprenant un enroulement primaire à point milieu et un enroule-ment secondaire, un circuit de puissance reliant d'une part le point milieu a une premiere borne d'entrée de courant continu et d'autre part, les deux extrémités de l'enroulement primaire ~ -à une seconde borne d'entrée à travers respectivement deux sou-papes statiques, et un circuit de aommande apte à fournir des signaux à une fréquence de découpage F, plusieurs fois supérieure à la fréquence d'utilisation f de l'onduleur, aux électrodes : de commande desdites soupapes, caractérisé par le fait que les soupapes sont des thyristors et que le circuit de puissance -comprend en outre un condensateur d'extinction branché en paral-.
lèle avec l'enroulement primaire, une inductance d'extinction branchée en série entre la seconde borne d'entrée et les élec-trodes correspondantes des thyristors et deux diodes branchées chacune en parallèle avec l'ensemble formé par l'un des thyris-tors et l'inductance et en opposition avec ce thyristor, le circuit de commande comprenant un dispositif de synchronisation apte à élaborer des signaux synchronisés aux fréquences F et f.
Selon l'invention on utilise donc dans un onduleur ; a modulation de largeur d'impulsions, un circuit de puissance à
thyristors d'un type déjà connu dans des onduleurs à impulsions ; de largeur constante, c'est-à-dire du type à point milieu et " a commutation forcée par condensateur parallèle. Ce type de '~ circuit permet de commuter des puissances relativement élevées avec un circuit très simple pour l'extinction des thyristors.
. Il est apparu aux inventeurs que ce circuit de puissance connu pouvait très.bien s'adapter à ce type de modulation, à condition cependant d'adapter les él~ments de ce circuit à un mode de fonctionnement nouveau et d'utiliser une fréquence de découpage plus basse que les fréquences de découpage qu'il était connu ., ~
~86~3 d'utiliser. C'est pourquoi, on utilise de préf~rence, selon l'invention une fréquence de découpage comprise en cinq et dix fois la fréquence d'utilisation qui peut être par exemple de 50 Hz.
A l'aide des figures schématiques 1 a 9 ci-jointes, on va décrire ci-apres, a titre non limitatif, comment l'inven-tion peut être mise en oeuvre.
Les ~léments qui se correspondent sur plusieurs de ces figures y sont désignes par les mêmes signes de référence. La figure 1 représente un diagramme de variations de signaux élec-triques au cours du temps et sera commentée pour rappeler le principe connu des onduleurs a modulation de largeur d'impul-sions.
La figure 2 représente un schéma synoptique d'un onduleur selon l'invention.
Les figures 3 a 6 représentent les courants circulant dans le circuit de puissance de l'onduleur de la figure 2, a des instants successifs d'une période de découpage pendant laquelle le courant conserve un même sens représenté par une flache dans l'enroulement primaire du transformateur.
Les figures 7 et 8 représentent des diagrammes de variations de grandeurs électriques dans le circuit de puissance des figures 3 a 6, selon que la charge de l'onduleur est, res-pectivement, résistive ou inductive.
La figure 9 représente un schéma du même circuit de puissance, sur lequel des flaches montrent le sens positif des ~
grandeurs électriques des figures 7 et 8. ;
La présente invention utilise le principe connu de la modulation de largeur d'impulsions que l'on va tout d'abord rappeler:
Un circuit de puissance a transistors rapides donne des impulsions de tension alternées de forme rectangulaire, se ~, ' . : ' :' . . ' - ~6~
succédant à une fréquence élevée dite de découpage. Il est possible de rendre inégales les largeurs des impulsions positives et négatives par une commande appropriée des deux transistors.
La tension de sortie du circuit de puissance possède alors une composante moyenne qu'il est possible de faire varier en fonction -du temps, par une modulation appropriée de la largeur des creneaux.
Si cette variation est sinusoldale, on peut utiliser cette com-posante moyenne variable comme tension de sortie de l'onduleur.
Le signal de commande des transistors en modulation de largeur d'impulsions est obtenu de la maniare suivante, illustrée par la figure 1:
Une tension auxiliaire Us en dents de scie symétri-ques de frequence F (frequence de decoupage) ect comparee avec une tension modulatrice Um de frequence f (fréquence d'utilisation) dont la variation est suffisamment lente pour être negligee durant une periode de Us. Ces deux tensions sont representees sur la figure 1.
L'amplitude des variations de Um est au maximum la même que celle de Us et se fait autour d'une même valeur moyenne.
Au cours de chaque période de découpage, la différence Um-Us est alternativement positive et négative et est utilisée pour fournir les signaux de commande des transistors du circuit de puissance, qui delivre alors en sortie une tension Uc valant t Uo OU - Uo~ selon que Um est sup~rieur ou inferieur a Us. La valeur moyenne de Uc est alors proportionnelle a Um. Il suffira donc de faire varier Um suivant une loi sinusoldale de frequence f petite par rapport a F pour obtenir une variation sinusoldale de cette valeur moyenne avec une amplitude proportionnelle a celle de la variation de Um.
La tension de sortie de l'onduleur (apres filtrage) est constituèe par cette valeur moyenne de Uc. Son amplitude peut donc être commandée par un simple réglage de l'amplitude de la variation de Um. L'utilisation dl principe de la modu-' _ 4 _ lation de largeur d'impulsions permet ainsi d'obtenir une tension de sortie alternative, de fréquence f et dont la régula-tion est aisée.
De plus, la décomposition de la tension Uc en série de Fourier fait apparaltre uniquement les fréquences f et F et les harmoniques de cette dernière. Il n'existe donc pas de fréquence comprise entre f et F et le filtrage en est simplifié, et ceci d'autant plus que le rapport F/f est plus grand.
Conformément à la figure 2, le circuit de commande d'un onduleur selon l'invention comporte un générateur de dents de scies symétriques 2 qui génère un signal de fréquence F qui est envoyé sur l'une des entrées d'un comparateur 4. Cette fréquence F est la fréquence de découpage précédemment mentionnée.
Ce génerateur envoie d'autre part un signal de synchronisation à caractéristique rectangulaires de même frequence F sur l'entrée d'un diviseur logique 6. Le signal qui en ressort a une fréquence f constituant la fréquence d'utilisation et égale à la fréquence de decoupage divisee par huit: f = F/8.
Il est introduit dans un circuit de contrôle d'am-'''' 11g386 ~! 3 The invention relates to a stand-alone modular inverter.
pulse width. This inverter is of the static type single phase.
In most inverter applications, there filtering and regulation of the output voltage. The quality of the filtering and that of the regu-lation are properties ~ simportantes of the inverter.
- Self-contained medium power inverters (0.5 to Approximately 10 kW) currently available on the market are designed according to three fundamental types.
- thyristor inverters with magnetic regulation by ferroresonance - bridge thyristor inverters with regulation electronic by modulation of the conduction time and commu-forced tation by auxiliary thyristors - pulse width modulation inverters with transistors.
In the first type, filtering and regulation are provided by the ferroresonant regulator, the setting of which point is delicate and requires a long experience of magnetic circuits.
In the second type, the mode of regulation involves a certain complexity of the power circuit, the cost of which is such that this technique is not competitive in the range of power considered.
In the third type, the maximum power reasonably manageable today is around two kilowatts, which is not enough.
The object of the invention is to retain the advantages of pulse width modulation, while overcoming health of the power limitation of transistor inverters.
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,. . . ... . . '~'':::, 111 ~ 86 ~
The invention relates to a stand-alone inverter ~
pulse width modulation including a transformer comprising a primary midpoint winding and a winding secondary, a power circuit connecting on the one hand the midpoint at a first DC input terminal and on the other hand, the two ends of the primary winding ~ -to a second input terminal through respectively two sou-static popes, and a control circuit capable of providing signals at a switching frequency F, several times higher at the frequency of use f of the inverter, at the electrodes : for controlling said valves, characterized in that the valves are thyristors and that the power circuit -further includes an extinguishing capacitor connected in parallel.
lele with primary winding, an extinguishing inductor connected in series between the second input terminal and the elect corresponding thyristor trodes and two connected diodes each in parallel with the group formed by one of the thyris-tors and inductance and in opposition with this thyristor, the control circuit comprising a synchronization device able to develop signals synchronized at frequencies F and f.
According to the invention, therefore, an inverter is used ; with pulse width modulation, a power circuit thyristors of a type already known in pulse inverters ; of constant width, i.e. of the mid-point type and "with forced switching by parallel capacitor. This type of '~ circuit allows switching of relatively high powers with a very simple circuit for extinguishing the thyristors.
. It appeared to the inventors that this known power circuit could very well adapt to this type of modulation, provided however to adapt the elements of this circuit to a mode of new operation and use a switching frequency lower than the switching frequencies it was known ., ~
~ 86 ~ 3 to use. This is why we prefer to use, depending on the invention a chopping frequency of five and ten times the frequency of use which can be for example 50 Hz.
Using the attached diagrams 1 to 9, We will describe below, without limitation, how the invention tion can be implemented.
The elements which correspond on several of these figures are designated by the same reference signs. The FIG. 1 represents a diagram of variations of electrical signals triques over time and will be commented on to remind the known principle of pulse width modulation inverters sions.
Figure 2 shows a block diagram of a inverter according to the invention.
Figures 3 to 6 show the currents flowing in the power circuit of the inverter of figure 2, has successive instants of a breakdown period during which the current keeps the same direction represented by a arrow in the primary winding of the transformer.
Figures 7 and 8 show diagrams of variations of electrical quantities in the power circuit Figures 3 to 6, depending on whether the load of the inverter is, pectively, resistive or inductive.
FIG. 9 represents a diagram of the same circuit of power, on which flaches show the positive sense of ~
electrical quantities of Figures 7 and 8.;
The present invention uses the known principle of the pulse width modulation that we're going to first call back:
A power circuit with fast transistors gives alternating voltage pulses of rectangular shape, ~, '. : ':'. . '' - ~ 6 ~
succeeding a high frequency called cutting. It is possible to make the widths of the positive pulses unequal and negative by an appropriate control of the two transistors.
The output voltage of the power circuit then has a average component which can be varied depending on -of time, by an appropriate modulation of the width of the slots.
If this variation is sinusoldale, we can use this com-variable mean exposure as the output voltage of the inverter.
The control signal of the modulation transistors pulse width is obtained in the following manner, illustrated by figure 1:
An auxiliary voltage Us in symmetrical sawtooth ques of frequency F (cutting frequency) ect compared with a modulating voltage Um of frequency f (frequency of use) whose variation is slow enough to be overlooked during a period of Us. These two voltages are represented in figure 1.
The amplitude of the variations of Um is at most the same as that of Us and is done around the same average value.
During each cutting period, the difference Um-Us is alternately positive and negative and is used to supply the control signals of the circuit transistors of power, which then outputs a voltage Uc equal to t Uo OR - Uo ~ depending on whether Um is greater than or less than Us.
mean value of Uc is then proportional to Um. It will suffice so to vary Um according to a sinusoidal frequency law f small compared to F to obtain a sinusoidal variation of this mean value with an amplitude proportional to a that of the variation of Um.
The output voltage of the inverter (after filtering) is made up of this average value of Uc. Its amplitude can therefore be controlled by simply adjusting the amplitude of the variation of Um. The use of the principle of modu-'_ 4 _ pulse width lation thus provides a alternating output voltage, frequency f and whose regulation tion is easy.
In addition, the breakdown of the voltage Uc in series of Fourier shows only the frequencies f and F and the harmonics of the latter. There is therefore no frequency between f and F and filtering is simplified, and this all the more that the ratio F / f is greater.
According to Figure 2, the control circuit of an inverter according to the invention comprises a tooth generator of symmetrical saws 2 which generates a signal of frequency F which is sent to one of the inputs of a comparator 4. This frequency F is the previously mentioned switching frequency.
This generator also sends a synchronization signal with rectangular characteristics of the same frequency F on the input of a logical divider 6. The resulting signal has a frequency f constituting the frequency of use and equal to the frequency of cutting divided by eight: f = F / 8.
It is introduced into an am-
2~ plitude 8. Ce dernier 36~3 augmente ou diminue l'amplitude des impulsions issues du diviseur 6 enajoutant à cette amplitude un signal d'erreur issu d'un circuit de régulation de tension 10. Ce signal d'erreur représente, en grandeur et en signe, l'écart entre l'amplitude de la tension alternati~e fournie à une charge sur deux bornes de sortie 12 et 14 de l'onduleur, et une tension de consigns prédéterminée et éventuellement réglable. Il en résulte que le signal de sortie du circuit de contrôle d'amplitude 8 a toujours la Préquence f et une amplitude variab~e qui peut être utilisée pour réguler la tension de sortie de l'onduleur. Il est ensuite filtré à travers une cellule de filtrage 16 et seul son fondamental, c'est-à- dire une sinusoide de fréquence f et d'amplitude variable, est envoyé sur la deuxième entrée du comparateur.
Le comparateur 4 compare le signal en dents de scie à fréquence F
fourni par le générateur 2 au signal sinusoidal de fréquence f et d'ampli-tude variable fourni par la cellule 16. Le signal de sortie uc du comparateur est de la même forme que le signal Uc décrit dans le rappel du dlimpulsion~
principe de la modulation de largeur/(figure 1). Ce signal est envoyé dans un circuit de mise en forme et d'amplification 18 de façon à pouvoir commander correctement les thyristors d'un circuit de puissance CP.
Ce circuit transforme la tension continue issue d'une batterie BT en une tension alternative dont la forme est identique au signal de sortie du comparateur 4. Cette tension alternative est appliquée au primaire E1, E2 d'un transformateur TR élévateur de tension qui adapte la tension continue disponible à la tension alternative désirée. Un filtre 20 de sortie ne transmet sur les bornes 12 et 14 que la composante fondamen-tale du signal secondaire du transformateur, cette composante étant à la fréquence d'utilisation f désirée.
Le filtre de sortie est par exemple ~éterminé pour limiter la distorsion du signal d'utilisation à 5 g. Sa réalisation reste simple et économique, compte tenu du fait que la fréquence de decoupage qu'il doit éliminer est ~u moins cinq fois superieure à la fréquence d'utilisation, plus particulierement huit fois dans l'exemple décrit.
~ 6~3 La tension de sortie alternative sinusoidale fournie par le filtre 20 est transformée par le cirouit de régulation de tension en une t,ension continue, puis oomparée à une valeur de consigne.
Le signal d'erreur est ensuite envoyé sur le circuit de contrôle d'amplitude 8 précédemment décrit pour perme~tre la régulation en tension.
On va maintenant décrire le circuit de puissance CP. On peut tout d'abord remarquer que lorsqu'il est utilisé de façon connue ce circuit délivre en sortie une tension rectangulaire dont les deux demi-périodes sont symétriques, La fréquence de la tension d'utilisation est égale à
celle des impulsions de commande des thyristors et synchrone avec elle. On a donc pour chaque thyristor une commutation par période de la tension d'utilisation.
Dans la présente invention, où l'on utilise la modulation de largeur d'impulsions, la tsnsion de sortie reste rectangulaire, mais les deux demi-périodes de découpage ne sont plus symétri~ues ; chaque thyris-tor commute 8 fois par période de la tension d'utilisation à rréquence f, F
étant la fréquence de découpage et valant 8 f.
La fréquence de la tensior. d'utilisation n'est plus égale à la fréquence des impulsions de commande des thyristors, mais les signaux apparaissant à ces dcux fréquences sont synchrones, afin de ma~triser le temps de repos minima:~ laissé aux thyristors pour s'éteindre. Il est donc néceqsaire que la fréquence F soit rigoureusement un multiple entier de la fréquence f. Ceci ne peut être réalisé qu'en élaborant des signaux à ces deux fréquences par un dispositif de synchronisation, constitué en l'occu rence par le générateur 2 et le diviseur ~.
Le circuit CP comporte :
- deux thyristors Th1 et Th2 associés au transformateur à point milieu TR.
Les thyristors Th1 et Th2 assurent le découpage de la tension continue ~ournie par la batterie BT ; le transformateur TR adapte cette tension à la tension de sortie desirée, - deux diodeq D1 et D2 qui assurent le passage de courant quand ~es deux thyristors sont bloqués.
.. .. ..
- et un circuit d'extinction des thyristors composé d'un condensateur C et d'une inductance L.
La batterie BT fournit une tension continue E appliquée entre une première et une deuxième bornes d'entrée B1 et B2, cette dernière étant connectée à la borne médiane-Bm de l'enroulement primaire du transforma-teur TR. Cet enroulement comporte un premier et un deuxième demi enroule-ments E1 et E2 entre la borne Bm et, respectivement une première et une deuxième bornes de sortie du circuit de puissance S1 et S2. Le condensa-teur C et connecté entre les bornes S1 et S2. Les thyristors Th1 ct Th2 sont connectés entre ces bornes S1 et S2 et une borne interne BI. L'inductance L est connectée entre cette borne interne et la borne d'entrée B1. Les diodes D1 et D2 sont connectées entre la borne B1 et respectivement les bornes S1 et S2, tête-bêche par rapport aux thyristors Th1 et Til2.
On va maintenant décrire à l'aide des ~igures 3 à 6, le ~onction-nement du circuit CP pendant une période complète du découpage oui est située à l'intérieur d'une arche du courant d'utilisation, c'est-à-dire que le courant fourni par l'onduleur à la fréquence d'utillsation ne chan6e pas de sens pendant cette période de découpage.
A l'instant initial t = O, les courants de charges primaire et secondaire du transformateur TR sont positifs (voir figure 3). Le thyristor Th2 est conducteur et le condensateur C est chargé à la tension f 2E. La tension I E est alors appliquée au demi enroulement E2.
- Le courant de charge primaire suit le circuit en trait fort sur la fi~ure 3.
- Lorsqu'une impulsion de commande arrive sur la gachette du thyristor Th1, celui-ci s'amorce. Sa tension anode cathode tombe approximativement à 1 volt. Comme la charge du condensateur C ne peut varier instantanément, le thyristor Th2 est soumis à une tension inverse de 2E et recouvre son aptitude à bloquer une tension directe. Les valeurs des éléments L et C
sont en effet déterminées de telle sorte que la tension inverse ne s'annule 2 ~ plitude 8. The latter 36 ~ 3 increases or decreases the amplitude of the pulses coming from the divider 6 by adding to this amplitude an error signal coming from a circuit of voltage regulation 10. This error signal represents, in magnitude and in sign, the difference between the amplitude of the alternating voltage supplied to a load on two output terminals 12 and 14 of the inverter, and a voltage of predetermined and possibly adjustable setpoints. As a result, the amplitude control circuit 8 output signal always has the Frequency f and a variab ~ e amplitude which can be used to regulate the output voltage of the inverter. It is then filtered through a filter cell 16 and only its fundamental sound, i.e. a sinusoid of frequency f and of variable amplitude, is sent on the second input of the comparator.
Comparator 4 compares the sawtooth signal at frequency F
supplied by generator 2 to the sinusoidal signal of frequency f and ampli variable study provided by cell 16. The uc output signal from comparator is of the same form as the signal Uc described in the reminder of impulse ~
width modulation principle / (Figure 1). This signal is sent to a shaping and amplification circuit 18 so as to be able correctly control the thyristors of a CP power circuit.
This circuit transforms the direct voltage from a battery LV in an alternating voltage whose shape is identical to the signal of comparator 4 output. This alternating voltage is applied to the primary E1, E2 of a step-up transformer TR which adapts the DC voltage available at the desired AC voltage. A filter 20 only transmits on terminals 12 and 14 the basic component tale of the transformer secondary signal, this component being at the frequency of use f desired.
The output filter is for example ~ set to limit the distortion of the usage signal at 5 g. Its realization remains simple and economical, taking into account the fact that the cutting frequency that it must eliminate is ~ u at least five times greater than the frequency of use, more particularly eight times in the example described.
~ 6 ~ 3 The sinusoidal alternating output voltage supplied by the filter 20 is transformed by the voltage regulation circuit into a t, continuous ension, then compared to a set value.
The error signal is then sent to the control circuit amplitude 8 previously described for perme ~ be voltage regulation.
We will now describe the power circuit CP. We can do anything first notice that when used in a known way this circuit outputs a rectangular voltage whose two half-periods are symmetrical, The frequency of the operating voltage is equal to that of the thyristor control pulses and synchronous with it. We therefore has for each thyristor a switching per period of the voltage of use.
In the present invention, where modulation of pulse width, the output tsnsion remains rectangular, but the two half-cutting periods are no longer symmetrical ~ ues; each thyris-tor switches 8 times per period from operating voltage to frequency f, F
being the frequency of cutting and being worth 8 f.
The frequency of the tensior. is no longer equal to the frequency of thyristor control pulses but the signals appearing at these two frequencies are synchronous, in order to control the minimum rest time: ~ left for thyristors to switch off. It is therefore necessary that the frequency F is rigorously an integer multiple of the frequency f. This can only be achieved by developing signals to these two frequencies by a synchronization device, constituted in this case by the generator 2 and the divider ~.
The CP circuit includes:
- two thyristors Th1 and Th2 associated with the mid-point transformer TR.
The thyristors Th1 and Th2 ensure the cutting of the DC voltage ~ supplied by the LV battery; the transformer TR adapts this voltage to the desired output voltage, - two diodeq D1 and D2 which ensure the passage of current when ~ es two thyristors are blocked.
.. .. ..
- and a thyristor extinction circuit composed of a capacitor C and inductance L.
The LV battery supplies a DC voltage E applied between a first and second input terminals B1 and B2, the latter being connected to the middle terminal-Bm of the primary winding of the transformer TR. This winding comprises a first and a second half winding elements E1 and E2 between the terminal Bm and, respectively a first and a second output terminals of the power circuit S1 and S2. The condensa-C and connected between terminals S1 and S2. Th1 and Th2 thyristors are connected between these terminals S1 and S2 and an internal terminal BI. Inductance L is connected between this internal terminal and the input terminal B1. The diodes D1 and D2 are connected between terminal B1 and respectively the terminals S1 and S2, head to tail with respect to thyristors Th1 and Til2.
We will now describe using ~ igures 3 to 6, the ~ anointing-of the CP circuit for a complete period of switching yes is located inside an arch of the current of use, i.e.
the current supplied by the inverter at the operating frequency does not change no sense during this cutting period.
At the initial time t = O, the primary charge currents and secondary of the transformer TR are positive (see figure 3). The thyristor Th2 is conductive and the capacitor C is charged at the voltage f 2E. The IE voltage is then applied to the half winding E2.
- The primary charge current follows the circuit in strong lines on the fi ~ ure 3.
- When a control pulse arrives on the trigger of thyristor Th1, it begins. Its cathode anode voltage drops to approximately 1 volt. Since the charge of capacitor C cannot vary instantaneously, the thyristor Th2 is subjected to a reverse voltage of 2E and covers its ability to block direct tension. The values of elements L and C
are in fact determined so that the reverse voltage is not canceled
3~ et ne change de sens qu'après une durée supérieure au temps d'extinction du thyristor (TV~N OFF). La constante de temps du circuit LC doit cependant rester petite par rapport à ~ne période de découpaee. Donc Th2 se bloque.
Le condsnsateur ~ se ch~rge n~gatiYement jusqulà - 2E, cettc ten3ion, ~3 double de celle de la batterie BT, étant due à l'effet d~autotransformateur des demi enroulements primaires E1 et E2 du transformateur TR. La circulation des courants est alors celle indiquée en trait fort sur la figure 4.
Lorsque le condensateur C a terminé sa charge à -2E, Ie potentiel d'anode de Th1 est nul. L'inductance T, qui avait emmagasiné de l'énergie pendant la phase de recharge du condensateur C à -2E, libère cette énergie à travers Th1 et D1. (Traits pointillés figure 5).
Q~nd l'inductance L a libéré toute son énergie, la diode D1 assure le passage du courant de charge primaire. Le circuit du courant primaire e~t alor~ celui représenté en trait fort sur la fig~re 5. La diode D1 impose alors une tension d'anode négative à Th1. Th1 se bloque. La diode D1 a~isurera le passage du courant de charge primaire jusqu'à l'amorçage de Th2, tandis qu'une tension négative -E restera appliquée au demi enroule-mcnt E2.
- Lorsqu'une impulsion de commande arrive sur la gachette du thyristor Th2, celui-ci s'amorce. Sa tension anode cathode tombe approximativement à 1 volt. L~ condens~teur C se recharge à + 2E. La circulation des courants est alorQ celle de la fieure 6 (trait fort).
Lorsque le potentiel de cathode de D1 devient positif, D1 se bloque. L'énergie emmagasinée par l'inductance L durant la phase de recharge de C à + 2E se libère à travers Th2 et décrit le circuit représenté en pointillés sur la figure 3. Quand l'inductance L a libéré
toute son énergie, le thyristor Th2 assure le passage du courant de charge primaire dont le circuit est représenté en trait fort sur la figure 3.
On vient de décrire un cycle complet de découpage. Le processus décrit ci-dessus se reproduit durant toute l'alternance positive du cou-rant de charge primaire.
Durant l'alternance négative du courant de charge primaire, le processus décrit reste le meme mais les fonctions des composants sont ;n~r~rsées. Ainsi Thl ~e comportera comme précédemment Th2 et D1 se compor-tera comme précedem~ent D2.
~ _ ~t36~
Les diagrammes des figures 7 et 8 donnent les différantes phases d'allumage et d'extinction des diodes et des thyristors, selon l'invention. La ~igure 7 correspond au cas où la charge de l'onduleur est rési.stive, et, la figure 8, au cas où la char~e de l'onduleur est inductive.
Sur ces figures uc représente le signal de sortie du comparateur 3 ~ and only changes direction after a period greater than the switch-off time thyristor (TV ~ N OFF). The time constant of the LC circuit must however stay small compared to ~ ne cutting period. So Th2 crashes.
The capacitor is charged up to - 2E, this voltage, ~ 3 double that of the LV battery, being due to the autotransformer effect half primary windings E1 and E2 of the transformer TR. The current flow is then that indicated by a strong line on the figure 4.
When the capacitor C has finished charging at -2E, the potential anode of Th1 is zero. The inductance T, which had stored energy during the recharging phase of the capacitor C at -2E, releases this energy through Th1 and D1. (Dotted lines in figure 5).
Q ~ nd the inductance L released all its energy, the diode D1 ensures the passage of the primary charge current. The current circuit primary e ~ t alor ~ that shown in strong lines in fig ~ re 5. The diode D1 then imposes a negative anode voltage on Th1. Th1 hangs. The diode D1 a ~ will isolate the passage of the primary charge current until the ignition of Th2, while a negative voltage -E will remain applied to the half winding-mcnt E2.
- When a control pulse arrives on the trigger of thyristor Th2, it begins. Its cathode anode voltage drops to approximately 1 volt. The condenser C recharges at + 2E. The circulation of currents is then that of fieure 6 (strong line).
When the cathode potential of D1 becomes positive, D1 becomes blocked. The energy stored by inductance L during the phase of recharge from C to + 2E is released through Th2 and describes the circuit shown in dotted lines in FIG. 3. When the inductance L has released all its energy, the thyristor Th2 ensures the passage of the charge current primary whose circuit is shown in strong lines in Figure 3.
We have just described a complete cutting cycle. The process described above occurs throughout the positive alternation of the rant of primary charge.
During the negative alternation of the primary charge current, the process described remains the same but the functions of the components are ; n ~ r ~ rsées. Thus Thl ~ e will behave as previously Th2 and D1 behaves will be as above D2.
~ _ ~ t36 ~
The diagrams in Figures 7 and 8 give the different phases diodes and thyristors on and off, depending on the invention. The ~ igure 7 corresponds to the case where the load of the inverter is rési.stive, and, Figure 8, in case the char ~ e of the inverter is inductive.
In these figures uc represents the comparator output signal
4, dont la forme est la meme que celle de la tension ~c aux bornes du condensateur C, c'est-à-dire la tension de sortie du circuit CP. Le signal u¢ est compté positivement lorsqu'un si~nal d'amorçage est appliqué au thyristor Th 1, ce qui correspond à une valeur positive de Uc, et négativement lorsqu'une impulsion d'amorçage e~t en~oyé a~ thyristor Th 2 (Uc négative). ic est l'intensité du courant traversant le condensateur C.
I désigne l'intensité 3t U la ten~ion en sort~e de l'onduleur. ITh1, ID2, ITh2, et ID1 désignent les courants traversant les éléments Th1, D2, Th2 et D1. U Th1 désigne la tensior au~ bornes du thyristor Th1. Des flèches tracées sur la figure 9 indiquent le sens positif choisi pour Uc, ic, ITh1, ID2, ITh2, ID1 e~ UTh1. Le sens positif des grandeurs I et U correspond au sens positif' du courant primaire i -ndiqllé sur la figure g.
Comme on l'a expliqué plus haut. l'invention trouve une applica-tion particulièrement avantageuse dans la réaJisation d'onduleurs munis d'un dispositi~ de reOulation et d'un ~iltre, les fonctions régulation et filtrage étant facilitées par la modulation de largeur d'impulsions.
Néanmoins rien n'empêche d'utiliser l'invention dans un onduleur sans régulation, notamment lorsque les caractéristiques de la source et de la charge sont suffisamment constantes, et/ou sans ~iltrage, lorsque la charge s'accomode de la présence d'harmoniques.
D'autres changements peuvent être apportés à la réalisation décrite sans sortir du cadre de l'invention. Ainsi le circuit de puissance peut être modi~ié tout en respectant le schéma de principe du circuit à
3~ point milieu et à commutation forcée par condensateur parallèle. Les anodes des thyristors peuvent être reliée~ à la borne d'entrée positive par l'inductance d'extinction, leurs cathodes étant reliées aux eYtrémités cle l'enroulemenr prlr~ irc~ d~ tr~n3foim2teur et la horne d'entree negative au _ g ~-6~3 point milieu. Des composants tels que des diodes peuvent être ajouté.s pour améliorer la forme des signaux. Par ailleurs l'amplitude du signal de modulation peut être réglée par tous moyens connus dans la technique de la régulation.
La limitation à 10 du rapport F/f est valable pour une fréquence d'utilisation de 50 Hz, qui est la valeur la plus oourante. En effet la technique actuelle des thyristors de puissance ne permet pas de les faire travailler dans des conditions satisfaisantes à des fréquences supérieures à 500 Hz. Il va de soi que ce raprort 10 peut être dépassé si la fréquence f descend au-dessous de 50 Hz.
: ' - 10 ~ 4, the shape of which is the same as that of the voltage ~ c across the capacitor C, i.e. the output voltage of the circuit CP. The signal u ¢ is counted positively when a priming nal is applied to the thyristor Th 1, which corresponds to a positive value of Uc, and negatively when a priming pulse e ~ t en ~ oyé ~ thyristor Th 2 (Negative Uc). ic is the intensity of the current passing through the capacitor C.
I denotes the intensity 3t U the ten ~ ion comes out of the inverter. ITh1, ID2, ITh2, and ID1 denote the currents crossing the elements Th1, D2, Th2 and D1. U Th1 denotes the tensior at the terminals of thyristor Th1. Arrows plotted in Figure 9 indicate the positive direction chosen for Uc, ic, ITh1, ID2, ITh2, ID1 e ~ UTh1. The positive meaning of the quantities I and U corresponds to the positive direction 'of the primary current i -indiqllé in figure g.
As explained above. the invention finds an applica-particularly advantageous in the realization of inverters fitted a reOulation device and a filter, the regulation functions and filtering being facilitated by pulse width modulation.
However, nothing prevents the invention from being used in an inverter without regulation, especially when the characteristics of the source and loads are sufficiently constant, and / or without ~ iltrage, when the load accommodates the presence of harmonics.
Other changes may be made to the implementation described without departing from the scope of the invention. So the power circuit can be modified while respecting the principle diagram of the circuit 3 ~ midpoint and forced switching by parallel capacitor. The thyristor anodes can be connected ~ to the positive input terminal by the extinction inductor, their cathodes being connected to the key ends the winding prlr ~ irc ~ d ~ tr ~ n3foim2teur and the negative input horne at _ g ~ -6 ~ 3 middle point. Components such as diodes can be added to improve the shape of the signals. Furthermore, the amplitude of the signal modulation can be adjusted by any means known in the art of regulation.
The limitation to 10 of the F / f ratio is valid for one frequency use of 50 Hz, which is the most common value. Indeed the current power thyristor technique does not allow them to be made work in satisfactory conditions at higher frequencies at 500 Hz. It goes without saying that this ratio 10 can be exceeded if the frequency f goes below 50 Hz.
: ' - 10 ~